电源反馈设计

拜师求学反馈环路设计、调式

先去把自控原理（经典部分）看一遍，搞懂零，极点的概念，因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统，什么叫看懂，那到一个电源，一看反馈部分马上零，极点就可以写出来。而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式（电压或电流），其零，极点都有响应的公式写出。如果你要详细的数学计算，再去看自控的超前，滞后补偿部分，但这种计算来的一般不会太准，但可以作为一个调试的起点，最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以（专用仪器非常贵）。一般的电源设电流变化率为1A/uS或5，10A/uS。50-100%负载变化，看电压变化，如果电压很缓慢的回到稳态值，说明相角裕度太大，如果震荡2个周期以上回到稳态值，相角裕度一般只有二，三十度，太小，如果一个周期左右，则相角裕度一般为50-60度，正好。当然如果电源本身就震荡，则震荡的频率就是你的环路的交越频率，既带宽，说明在此频率处相位移已经到了360度，解决的方法要么减小带宽：加大补偿的电容值，或加大反馈分压的电阻值，当你改变这些值不起作用时，要看环路的其他方面，既加零点，如TL431做反馈，当补偿电容加的很大还不行时，其实应该在其与光偶串联的支路加补偿（RC），这样增加了一个低频零点和一个高频极点，高频极点由于频率很高，不在环路带宽以内，对环路没有影响。

太多了，很难说完，我想说的是只要很明确的知道零，极点的概念，环路问题实际上很简单（当然，要正确的应用到电源里面来是花很多时间的，由于没有老师，我研究了近一年），也可以用相关软件来模拟，但并非易事，因为模型很难准确的建立，举个例子，如电压型控制的反击（CCM 工作方式），如果TL431只加一个补偿电容，用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的，但实际中大部分电源是稳定的，怎么解释，原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统，由于绕组电阻，高频阻抗，二极管电阻，电容电阻，特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻，这样两个极点并不会重合（二阶系统），它变成了两个不同频率的一阶系统的串联，所以它的相位移变化并不剧烈，加上其他零点的影响，相位并不会到360度，这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻，如1欧姆，才会得出正确的结果。随便聊几句，希望对大家有帮助。

EMC测试【专题】小发现，小心得，小经验。与大家共享！！！

电磁干扰的测试需要专用的仪器，而这仪器又很贵。但我们可以根据其特点做简单的评估。

共模干扰是走两根线，那我们在电源线的进线上套一个磁环，电源零线和火线的电流互相抵消，不产生磁通，但共模电流不能抵消，它必然在磁环中产生磁通，我们在磁环上饶一匝线圈必然会还原次电流，接一个电阻就产生电压，我试了一下，接一个1K电阻，用示波器探头就可以看到共模电流产生的电压，改变共模电感的大小，就会看到此电压的变化，借此应该可以评估共模干扰的大小。

EMC测试只测150KHz-30MHz所以，用300M探头可能太高了，俺一般用类似的办法做一个工装(用频谱特性较平缓的钴基非晶态磁环)，先套在一个已通过EMC测试的标准产品的输入端，再套在被评估产品的输入端，用频谱仪比较，便一目了然。如果没有频谱仪，用一台40MHz的示波器比较应该也差不多，带宽太宽，不知会不会评估不准？(俺没用示波器评估过，就在这里大放厥词，嘿嘿。。。如果讲错了，大侠们砸砖时还望手下留情。。。做抱头鼠窜状)

哦，能教我处理的办法吗？这一次我想COST DOWN ，也想搞清一些传导的机理，于是就做了

一些实验。PQ的磁芯没有罐形的磁芯屏蔽效果好。现在我的60W的电源变压器不用绕组屏蔽，只在磁芯外面绕一层铜箔，接输入直流地。

一般传导的产生有两个主要的点：

1.200K和20M左右，这几个点也体现了电路的性能；

2.200K左右主要是你的漏感产生的尖刺的形状和大小；

3.20M左右主要是你的电路开关的噪声大小。处理不好你的变压器会增加大量的辐射。加屏蔽都没用！这时辐射肯定过不了。

4.PCB的电流环和电压环的处理，很重要！

我现在用100M带宽看电流波形，若开启噪声能在500mv以内，你的电路就很爽了呢。纹波、调整率都会提一个数量极，且抗干扰也增强了。

不知我的看法对不对？各位大侠提意见呀！特别是CMG大师呀！

我也是和你一样，原来以为自己还不错，岂知高手好厉害！我刚测了一个同功率的扳子，有10dB 余量！！！且EMC的方法差不多！差别好象只有PCB！我看了他的PCB，发现有两点：1.电流、电压环的面积的理解！你要越小越好，努力几次，发现自己的扳子的功率线的面积还可以减小！电流线路还可以缩短！因此一个成功的PCB，应该是在布板上最优先考虑这几点，多做几次优化！

2.接地点考虑。起滤波作用的器件一定要让电流、电压从管脚流过。最好的情况是一点接地，消除彼此的干扰。比如控制电路的接地，应是所有的地先到辐助电源电解电容的地；再到输入直流地的电解电容处，要与功率地分开。

关于电流、电压环的面积的理解，不懂呃！通常我们都是把功率线的面积做得越大越好，为什么要减小？不担心功率损耗？

其实我也是猜测！以前我也是象你那样去画PCB。当然得有理论的依据。我是这样理解，有两点：1.尖峰损耗；二.铜箔的损耗。环路的尖峰损耗能减小的话，损耗自然就小，可以和铜箔宽度折中！况且一般都是72mil的厚度。导线的长度确定，就可确定铜箔的阻值，可以算算看。如果功率线的面积大，则电流的面积大、电压的面积大，自然面积要大一些，辐射也大，尖峰也大，开关管损耗就会增加！因此我认为宽度够用就好！尽量减小这两个环所包围的面积。当然这只是我的一些理解，还没有作成扳子试！可以用同样的元器件，再按这种思路去LAYOUT，试一下就清楚了！

木头兄，电流环及电压环的面积不是指trace的面积，应理解为大电流经过的零件或trace所围成的空间面积，所谓大电流是指di/dt大的讯号,如开关部分及二次整流滤波部分．

环路面积越小越好,大电流trace越粗越好.

电磁兼容书上说：PCB上走线是主要辐射源；直流导线也会产生辐射。

近场区：与电流、长度成正比，与所测点的距离的

平方成反比；

远场区：与电流、长度成正比，与所测点的距离

成反比；

你的导线越宽，产生的辐射相对也越多！

我认为你说的也没错，但我认为应把两者折中，取最小值。

不知我的看法是否正确？最好能有两者的关系的公式，我是导不区来。呜呜呜。。。！

你说的很对, 一般的做法是让AC的TRACE尽量小, 够用就好, 开关大电流部分尽量大而短. 至于公式化, 我倒是没研究过, 等你什么时候研究出来了, 我再向你讨教吧

关键是搞懂CMG的用意，差模信号通过共模电感肯定没有抵抗，共模信号通过时的阻抗为jwL，阻抗和F、L成正比，示波器抓不住共模信号，CMG通过变压器的方式抓住了它，高！为什么没有辐射呢？辐射可以从空中污染电源线带到机壳外面去。

频谱仪测试辐射

将电源输入线及输出线放在吸收钳中,将吸收钳的输出接至频谱仪(最好是对数坐标频谱的那种),排除周围环境的电磁干扰(最好在屏蔽室里做),测试结果与到半电波暗室结果基本一致.

是传导的共模部分。

如果测差模，把两跟电源线从相反的方向穿进磁环里面，测出的是两倍的差模电流。

我在传导测试时150K总超标，我真没招了！！！

加一串0。22的X电容（如10个并联）到电源输入线上，看一下能不能下来，如果下来了，说明是差模（一般这么低的频率一定是差模），如果没有太大作用，那么干扰就是共模的，或者把电源线在一个大磁环上饶几圈，下来了就是共模的，改进方法：如果干扰曲线后面很好，就减小Y的容量。另外看一下布板是否有问题，或者干脆就在前面加磁环。

EMI 挑戰

专利是有的，只是你们没有留意，说不定用了还不知道；也很简单，我现在对画图最头痛，描述一下吧:变压器下来一是MOS,另一是二极体D1___串(二极体D2并电阻R1)___串(R2并C)___回到电源端。D1为慢速管，D2为快速管，专利的申请为:反期间，C会充电，有两部分，次级反回一个加变压器漏的能量，反击完了后，C会通过R1__D1__变压器形成回路把一部分能量返回，也会减少ring,这个专利申请得很灵活，只要通过电路把C的能量返回，不在乎电路的形式。专利的文件没看过，只是公司有规定，不必要就不用此电路，EMI实测是有一定的改善(DCM)。这个电路有没有专利我不知道，你写的不是很明白，我也不知道你的电路到底是怎么样的，但原理我知道。因为我们有类似的电路，但比你的更简单，就是RRCD电路，吸收电路用1N4007之类的慢速管，在上面串联一个几十欧姆的电阻，然后是传统的RC，也是利用D的慢把一部分能量送回去，用R阻尼震荡，一般关断时的震荡频率为8M左右，这么一改后震荡几乎没有了，所以以大约8M为中心的共模干扰会下降很大。这个方法在充电器中大量使用，但大功率时会降低效率。其实这和在变压器初级除RCD外再并联一个RC是一样的道理，只是并联RC的方法损耗更大。

去掉Y电容不能以减低效率为代价。

两个重要的方法，一是把产生的滤掉，二不要让它产生，变压器是产生共模干扰的元凶，因初级与次级线圈之间相当于电容，就有回路，因是通过电容回路，只要你能让电容两端产生的电压一

样，它就没有了电流，在变压器上每一圈感应出来的电压是一样的，只要你在初级与次级的接触层处理好圈数，同名端的方向，线圈面积，与CMG下面讲的原理相似，只是单是那样做还不行，因变压器的参数很分散，变压器做好还需要在电路上调整，至于调整的方法不是很方便跟你讲(毕竟是老板的成果)。这只是对传导有效果，对辐射没有效果，对辐射你可以把开关管的开关速度放慢，也就是把驱动波形做斜一点，对改善辐射相当明显，但效率会直线往下掉，你要选用Ron 小的管，还有PCB LAYOUT,滤波电路少不了了，但装在板上效果不一定好，检验方法，你把滤波电路元件认它失效，另用小板做一个滤波电路，元件跟原板上用的一样，测试时小板不要靠近大板，比较一下结果就知道LAYOUT得怎样了。这两天帮旧同事装电脑，累得不行了，我要睡了，RCC还有个帖没回呢，明天再来吧!

有两个屏蔽绕组当然好，如有一个，要靠近最大干扰源，也就是连接MOS的D端的那一部分绕组，饶向和这一部分相反，这样利用电场抵消的原理，适当调整屏蔽匝数，可使其整体对外电场基本抵消，这样就减小了共模电流，差模部分就靠前面的差模滤波，当然采用一些谐振的方法降低干扰源占有很重要的成分，变压器的技术只是用来切断传播途径。

其实我一直很怀疑你和leo所说的这么大功率无Y电容，原因是共模电流除变压器外还有一个传播途径，那就是MOS的D端，包括D端和变压器的连线这一部分面积，因为这一部分面积和大地形成一个电容，构成共模电流的第二个主要传播途径，这一部分与变压器没有关系，要想去掉这一部分，只有用一个金属壳把电源包起来，然后金属壳落初级地线，但这样外壳会有高压，所以只有在适配器里面才会用，因为它外面还有塑料壳。所以你的应该是适配器，如果是开放式结构，我认为是万难做到的。当然人外有人，也可能是我的理论和经验不够，需要再努力。leo 的我问过，是适配器。

请教一下,关于两线电源漏电流地测试方法,是测输入和输出还是测输入和输出对于虚拟的地呢?还是别的方法呢?

應該是輸入輸出之間。

最关键的是量一下次级线和大地有没有电压，只有电压在36V一下才算可以，因为Y电容还可以通过其他途径产生，所以并不是物理上没有一个Y电容就可以了，其目的是降低漏电流。特别是在医疗设备等对漏电流有特殊要求的场合。

磁放大器的专题讨论

磁放大器和其他磁性元件一样，在它的线圈里总是装有磁芯。因为磁芯有较大的磁导率，可以增加线圈中的磁通，但对磁放大器来说目的不是利用磁芯有较大的磁导率，而是利用其磁芯材料非线性这一特点。这种非线性越突出其作用也就越为明显有效，磁放大器扼流圈的核心是一个由软磁合金制成带有矩形磁滞回线的环形磁芯。在大多数情况下只有一组线圈是用来工作及控制电流的。对于扼流线圈材料的规格要求是非常高的，除了低磁性反转损耗（影响到热聚集控制电流效率）以外以高顽磁（影响到控制范围）为特点的矩形磁滞回线及好的饱和特性也是必须的。磁放大器的功能可以描述成类似开关晶体管的高速开关，矩形B－H回线与两种工作状态有关，只要扼流线圈一受磁开关就断开，电流就不能输出。一旦磁芯材料达到饱和开关就接通，电流即开始

输出。这个结果是基于扼流线圈在进入饱和条件时它的阻抗|Z|要经过3 4 个数量级的快速变化这一特点。

当外加电压为u(t)=Umsinwt 时，磁芯中的磁感应强度将按B=-(Um /wNAe)cosùt 变化，磁放大器中的电流可依据下图由作图法求出：

当t=0 ，磁芯中的磁感应强度处于负的最大值，磁通变化率为零，电流会从-imax 对应-Hc 跃变到imax 对应Hc ，此后电流值保持不变。

当t=pi/w 磁芯中的磁感应强度处于正的最大值,磁通变化率为零,电流会从imax 对应Hc 跃变到-imax 对应-Hc ，此后电流值保持不变。

磁放大器饱和电抗器的电压与电流是同相位关系，因此从本质上讲它是一个耗能元件而一般电抗器为一无功元件电流滞后90度

其实，如果用了磁放大器的话，它的作用与同步整流是相同的，因此再无使用MOSFET同步整流的必要。不同的是，要对磁放大器进行控制，调整它饱和导通的伏秒积，以达到控制输出的目的。

讨论一下磁放大器对阶跃激励的响应，如下图：

(实上是贴不是来，我今天大概花了两小时，一个18K的文件就是无法上传)

在线性电感电路中接入直流阶跃电压后，激磁电流将按指数规律增长，线圈中的磁通也将遵循同样规律增长。线性电抗器这一过渡过程的规律对于非线性电抗器来说并不都是正确的，因为磁性材料的非线性关系，其产生的过渡过程也必然不同。当直流电压接入磁放大器电路时，设磁芯处于负饱和状态，磁芯中的磁通变化率为零，直流电流必跃增到Ileakage，此时磁饱和状态将被解除，而后磁芯中磁通将按速率dfai/dt=Uexciting/N 变化，Ileakage 保持不变。当磁芯达到正饱和时dfai/dt=0，Uexciting 全部加到限流电阻R 上，电流跃增至I=Uexciting/R。

下面讲讲Forward磁放大器工作过程及时序：

电路图：

波形及时序：

内部磁场变化图：

参考上三图，当后级调整器的输入电压Vg，在t3 变负，V2 点的电压被控制电压Vreset 箝住。由于Vreset 大于Vg 点的负电压，因此磁放大器两端承受正向电压，流过磁放大器的电流反向使它复位。复位的伏秒积，或是dB 由Vg-和控制电压Vreset 之差及Vg 负电压的持续时间（从t3到t1 ）决定。当Vg 在t1 变为正，将被磁放大器阻挡，直到磁放大器在t2 点饱和。这需要同复位一样的伏秒，因此，

Vg (t2 -t 1)=(Vreset-Vg )(t1 -t3)

这样，通过改变控制电压的幅值Vreset ，就可以决定复位的伏秒积，反过

来决定了阻挡时间。其作用机理可以以下例扼要重述：如果输出电压V o 上

升，Vreset 上升，复位伏秒积增加，阻挡时间增加迫使V o 下降。反之使V o下降。如此这般，这般如此，就可以控制输出电压在一稳定值。

上篇讲到，控制输出其实是通过磁复位来实现的。通常，复位包含如下四种方式：

按电流电压分可分为：电流型和电压型

按复位能量的取得可分为：自复位和外部复位。

由于自复位电源引自输出，导致此变换器无短路保护功能，输出为0时，不能产生足够的复位量。而利用外部复位，则不会有此问题。

一般复位电路如下图所示：

能量分时传递的磁放大器式反激变换器：

少，使各个输出都具有良好的调整率。要使上图的电路工作，必须满足条件V01/Ns1>V02/Ns2。

上图的电路有三种工作组态：

在dTs时间内（见图a）开关S1导通，输入电压VI开始对激磁电感Lp充电，dTs是开管S1导通时间,Ts 是开关周期。在反激变换器中，主变压器既是整合电压用的普通变压器，又作为向各路输出提供能量的电感器。在这段时间内磁放大器由辅助输出绕组的反向电压Vs2与磁放大器控制电路的输出的复位电压VM 的叠加值Vs2+VM复位。

在d1Ts时间内（见图b）开关S1打开，激磁电感Lp 对主输出V01释放能量，二极管D1导通，副边绕组电压Vs1 被箝位在主输出电压V01。在这段时间内，磁放大器处于阻断状态，并且由辅助输出绕组的电压Vs2与辅助输出电压V02磁放大器控制电路的输出的复位电压VM 的差值Vs2-V02激励。理想情况下，主变压器中的存贮能量只提供给主输出回路V01。

一旦磁放大器进入饱和（在d2Ts 时间内,图c ），激磁电感Lp对主输出V01 释放能量，二极管D2 导通，副边绕组电压Vs2 被箝位在辅助输出电压V02，由于满足条件V01/Ns1>V02/Ns2，因此副边绕组电压Vs1低于主输出电压V01，二极管D1反偏，关断。理想情况下，主变压器中的存贮能量只提供给辅助输出回路V02。在开关周期末段，主开关S1再次导通，磁放大器开始下一个开关周期的复位过程。

3842的变压器设计，请高手看一看是否正确，谢谢！（有图）初学乍练

对于开关电源设计，我是个新手，前几天按照“开关电源的原理与设计”这本书设计了一开关电源。具体指标如下：

1. 输入交流95V <-->135V

2. 输出直流：25V 2.1A

3. 采用3842 单管反激式，振荡频率66KHz

4. 变压器的参数计算如下：

初级：49匝,线规20AWG

次级：14匝,线规20AWG

反馈：9.2匝，线规20AWG

磁芯：EC28

气隙：0.62毫米

初级电感量：414uH

原边峰值电流：1.97A

占空比：0.4

开关管选用IRF840。

请问变压器的参数是否合理？

如不合理请大家告知如何计算。

我按照你的参数计算了一下，我觉得你的变压器应该可以工作。

烧管子的问题估计不在变压器上。你最好测一下漏感，如果漏感太大，不仅会降低效率，而且会导致MOS的D极电压在关断时有高的电压尖峰。

另外，建议你把C09拿掉。

3842先不要用反馈绕组供电，而采用别的电源供电。注意将R03先拿掉，防止C05电压充的太高。在调试时，先不要让反馈环工作，手动调节占空比从0起调。当输出达到25V时，再慢慢加负载，此时电压会下跌，再调占空比让输出达到25V，再加负载，如此直到满载输出。在这个过程中要注意观察MOS上的电压和电流波形防止管子损坏。

如果无反馈环可以工作，再加上反馈环，最后将自供电电路和自举电阻R03接上。

我有点怀疑你的电路中，反馈控制电路可能有问题，所以MOS会坏。

希望对你有帮助，如果问题解决了，也请说明一下原因，以便大家共同提高。

1.怎样测漏感?

2.我看其他的帖子，讲3脚和4脚的补偿电容大小应为3脚对地电容的三分子一。不知对否？

2.在3脚的电流取样波形有一尖冲。如下图。对否？

1,测变压器某绕组的电感，应该将其他绕组全部短路，然后测电感，就是漏感。在这儿，你需要测初级的漏感，应该将其他绕组短路。

2，应该可以。

3，此波形是对的。前面的尖峰是由于C09放电、次级二极管上的吸收电路等原因造成的。从电流波形上来看，电路工作在电流断续模式，如果在最低输入电压、最大输出负载时，依然是电流断续模式，你可以将次级二极管上的吸收回路拿掉。

请问怎么理解“在调试时，先不要让反馈环工作，手动调节占空比从0起调。当输出达到25V时，再慢慢加负载，此时电压会下跌，再调占空比让输出达到25V，再加负载，如此直到满载输出。”这段话。或者具体是怎样：让反馈环不工作，手动调节占空比从0起调。当输出达到25V时，再慢慢加负载，此时电压会下跌，再调占空比让输出达到25V，再加负载，如此直到满载输出。？感激版主！

我以前是这样调试：用DC SOURCE给3842的7脚供电，从零调到18V左右时3842工作后，再调低电压到15V左右。用1K电阻加3296封装的电位器5K串联，一端接VREF，另端接FB，测试时调电位器即可改变占空比。注意的是：占空比变化的时候须慢慢调，副则变化很快。电位器的阻值自己可试做改小，具体多少我记不清了。

请问,调整三极管的基级和发射极电阻,怎么会改变工作频率呢?

首先是：你说的三极管应该是电源的开关管吧？

其次是：改变其发射极电阻是不可能改变其频率的！

最后是：你调整的基极电阻应该是其震荡电阻吧？否则其频率怎么可能会改变呢？

我是说你的开关管Q1如何形成回路？因为在半桥电路中两个管子不可能同时导通，当Q2关断时，Q1是如何形成回路的呢？这是我的不解之处！望告之！

是靠Q1上面的电容放电来形成回路的.

你知道在镇流器的设计中有几个高频吗:一,是谐振频率二是开关频率.三是灯管电流(电压)高频.人们有些误解以为,三者是相同的.其实我人为不是这样的.现在我们只讨论你提出的问题.调节发射极电阻应该影响不大.调节基极电阻的影响就会很大.这是因为,我们知道三极管是通过可饱和的线圈电流驱动的,当你调节了基极电阻后,相当于驱动三极管的电流源发生了变化,由此而来的改变了逆变电路的开关频率,你可以看一下基极驱动的电流波型就知道为什么了.所以,在设计中我们一般是先将参数调的差不多了,然后再看电流驱动信号同时集电几的电流.两者要同时观察才可以的.建议你先看一下驱动是否好,如果很好了就不要该了

在用ring core自激谐震的ballast中,谐震频率指的是电路的电阻电容和电感共同组成的电路的频率,而开关频率和灯电流的频率是一致的,但通常都与谐震频率不同.由于考虑到开关管的电流应力,通常工作频率要高于谐震频率.

调整三极管的基极电阻对频率的影响较大，而发射极电阻影响不大。

估计你的线路是采用的ring core自激振荡线路，工作频率和三极管的开通关断时间有关。当基极电阻较小时，基极电流比较大，三极管的饱和深度比较深，关断时间就长，导致周期变长，频率降低。而射极电阻上会产生电压，有利于三极管快速关断，所以会影响频率。