半桥式DC-DC变换器设计说明

半桥式DC-DC变换器设计

【摘要】近年来，随着电力电子器件、控制理论的发展和人们对电源性能要求的提

高，电力电子技术引起了学者们的广泛关注。目前一些发达国家正逐渐把电力变换技术广泛应用于民用工业领域，我国在这一领域的研究起步较晚，但随着国民经济的发展，适合于不同要求的各种变换器越来越引起科研人员的关注。

本文通过对Buck变换器的电路结构和工作原理进行分析，设计出一种半桥式DC-DC变换器，并采用闭环控制方法，将恒定的400V直流输入变为稳定5V的直流输出，保证了系统的供电性能。最后利用Matlab工具对所设计的电路进行仿真,仿真结果验证了所设计系统的有效性。半桥式DC-DC变换器由于电路结构简单，功率器件少且功率管上受到的电压应力小，在中小功率场合得到了较为广泛的应用。本文为进一步研究和开发相关产品提供借鉴。

【关键词】Buck 半桥 DC-DC MATLAB

【ABSTRACT】In recent years, with the development of power electronic devices，control theory and the increasing demand of high-quality power supply, power electronics technology has aroused widely attention from scholars. Power electronics technology is used gradually in civilian industrial areas in some developed countries. With the national economic development, the various converters for different requirements are developed and the related technology is studied by scientist and scholar.

In this paper, the Buck circuit structure and working principle are analyzed and a half-bridge DC-DC converter is designed. The designed converter uses closed loop control scheme and realized the function that the power form is converted from 400 V DC voltage to 5 V DC voltage. The output voltage is stable and the performance of the designed converter is ensured. Simulation study was carried out and effectiveness of the designed converter is verified by simulation results.

【Key words】Buck half-bridge DC-DC MATLAB

1 绪论 (1)

1.1 研究背景 (1)

1.2变换器简介 (2)

1.3本文研究的容 (3)

2半桥式DC-DC变换器的工作原理 (4)

2.1半桥式DC-DC变换器的基本电路图及工作原理 (4)

2.2B UCK变换器 (6)

2.2.1线路组成 (6)

2.2.2工作原理 (7)

2.3带变压隔离器的DC-DC变换器拓扑 (9)

3半桥式DC-DC变换器的系统设计 (15)

3.1电路参数的计算与选取 (15)

3.2闭环的控制方法与实现 (23)

3.2.1PWM的调制方法 (23)

3.2.2PID控制器 (24)

3.2.3PID控制器的参数整定 (26)

3.2.4闭环控制方法与实现 (26)

4 MATLAB/SIMULINK仿真 (28)

4.1MATLAB/SIMULINK (28)

4.2半桥DC-DC变换器系统仿真模型的建立 (29)

4.3.1开关管控制脉冲仿真模块的建立 (31)

4.3.2实际系统仿真模块的搭建 (37)

结束语 (41)

参考文献 (42)

致 (43)

1 绪论

1.1 研究背景

随着科技的发展，在人们的日常生活中，电力已成为与生产生活息息相关的一部分，在各个场合，人们都需要各式各样的电力来为其服务，然而并不是所有的电力都能在一开始就能满足需要，于是就要求有电力变换的过程。

直流-直流变换器（DC-DC）作为一种应用广泛变换器广泛应用于远程及数据通讯、计算机、办公自动化设备、工业仪器仪表、军事、航天等领域，涉及到国民经济的各行各业。按额定功率的大小来划分，DC-DC可分为750W以上、750W～1W和1W以下3大类。进入20世纪90年代，DC-DC变换器在低功率围的增长率大幅度提高，其中6W～25W DC-DC变换器的增长率最高，这是因为它们大量用于直流测量和测试设备、计算机显示系统、计算机和军事通讯系统。由于微处理器的高速化，DC-DC变换器由低功率向中功率方向发展是必然的趋势，所以251W～750W的DC-DC变换器的增长率也是较快的，这主要是它用于服务性的医疗和实验设备、工业控制设备、远程通讯设备、多路通信及发送设备，DC-DC变换器在远程和数字通讯领域有着广阔的应用前景。

DC-DC变换器将一个固定的直流电压变换为可变的直流电压，这种技术被广泛应用于无轨电车、地铁、列车、电动车的无级变速和控制，同时使上述控制具有加速平稳、快速响应的性能，并同时收到节约电能的效果。用直流斩波器代替变阻器可节约20％～30％的电能。直流斩波器不仅能起到调压的作用(开关电源)，同时还能起到有效抑制电网侧谐波电流噪声的作用。

DC/DC变换器现已商品化，模块采用高频PWM技术，开关频率在500kHz左右,功率密度为0.31W/cm3～1.22W/cm3。随着大规模集成电路的发展，要求电源模块实现小型化，因此就要不断提高开关频率和采用新的电路拓扑结构。目前，已有一些公司研制生产了采用零电流开关和零电压开关技术的二次电源模块，功率密度有较大幅度的提高。

电子产业的迅速发展极推动了开关电源的发展。高频小型化的开关电源及其技术已成为现代电子设备供电系统的主流。在电子设备领域中，通常将整流器称为一次电源，而将DC/DC变换器称为二次电源。一次电源的作用是将单相或三相交流电网变换成标值为48V的直流电源。目前，在电子设备中用的一次电源中，

传统的相控式稳压电源己被高频开关电源取代，高频开关电源(也称为开关型整流器SMR)通过MOSFET或IGBT实现高频工作，开关频率一般控制在50kHz～100kHz围，实现高效率和小型化。

因为电子设备中所用的集成电路的种类繁多，其电源电压也各不相同,在电子供电系统中，采用高功率密度的高频DC/DC隔离电源模块,从中间母线电压(一般为48V直流)变换成所需的各种直流电压，可以大大减小损耗、方便维护,且安装和增容非常方便。一般都可直接装在标准控制板上，对二次电源的要高功率密度。因为电子设备容量的不断增加，其电源容量也将不断增加。

1.2 变换器简介

无论时那一种DC/DC变换器，主回路使用的元件只是电子开关、电感、电容。电子开关只是迅速地开通，快速地关断这两种状态，并且快速地进行转换。只有力求快捷，使开关快速的渡过线性放大区，状态转换引起的损耗才小。目前使用的电子开关多是双极型晶体管，功率场效应管，逐渐普及的有IGBT管，还有各种特性较好的大功率开关元件，例如SITH（静电感应晶闸管）和MCT（场控制晶体闸流管）。

变换器有以下几类分类方式：

（1）正激变换器在Buck电路的开关管与续流二极管之间加入变压隔离器便得到一个单端正激变换器。由于在开关管关断时，电压有尖刺，输出电压有纹波，故多在小功率场合得到应用。

（2）反激变换器是由Buck-Boost推演并加变压隔离器后得到的。它的电路简单，能够高效提供直流输出，因此在要求有多组直流输出电压时特别常用，它的缺点是关断时电压有尖刺，输出纹波电压过大，通常输出功率在250W以下，电压和负载调整率要求在5%-8%左右。

（3）推挽变换器带中心抽头变压器原边两组线圈轮流工作的线路一般称为

V，而且主变压器原边利用推挽线路。由于功率开关管电压应力两倍与电源电压

率也不如全桥、半桥那样高，输出电压随输入电压和负载变化而变化。但是在低输入电压（如48V）时，推挽电路比半桥或全桥优越。因为任何时候最多只有一个开关元件工作，对于输出相同功率，开关损耗比较小。所以推挽在低压输入的大功率变换器（1000W）得到广泛应用。

（4）半桥式变换器由两个电容器和两个开关管组成两个桥，桥的对角线接变压器的原边绕组，故称半桥变换器。半桥式变换器减小了原边开关管的电压应力，结构简单，功率器件少，所以在中小功率场合得到广泛应用。

（5）全桥式变压器主变压器只需要一个原边绕组，通过正、反向的电压得到正、反向磁通，副边有一个中心抽头绕组采用全波整流输出。因此变压器铁心和绕组的最佳利用，使效率、功率密度得到提高。功率开关在非常安全的情况下运作。在一般情况下，最大的反向电压不会超过电源电压

V，四个能量回复（再

生）二极管能消除一波分由漏感产生的瞬间电压。这样无需设置能量恢复绕组，反激能量便得到回复利用。但是，它需要较多的功率原件，成本提高，电路略显复杂，在导通的回路上，至少有两个管压降，因此功率消耗变大，适用于高压离线开关电源系统。

本文设计电路将400V恒定直流输入变为5V稳定直流输出，输出功率较低，所以我们采用半桥式变压器。

1.3 本文研究的容

本文研究的容主要包括：

(1) 研究半桥式DC-DC电力变换电路的工作原理。

(2) 研究PWM调制方法的机理和半桥式DC-DC变换电路的控制方法。

(3) 设计从400V 到5V的半桥式DC-DC变换器。

(4) 采用MATLAB工具对所设计系统进行仿真研究。

2半桥式DC-DC变换器的工作原理

2.1半桥式DC-DC变换器的基本电路图及工作原理

半桥式DC-DC变换器是由Buck基本变换器串入半桥式变压隔离器派生而来的。因为减小了原边开关管的电压应力，且电路结构简单，在中小功率上得到广泛应用，所以半桥式变换器是离线开关电源较好的拓扑结构。下边就对半桥DC-DC变换器的工作原理进行分析。为了分析稳态特性，简化推导过程，首先假定：

（1）开关晶体管、二极管均为理想元件。也就是可以瞬间的导通和截止，

而且导通时的压降为零，截止时的漏电流为零。

（2）电感、电容是理想元件。电感工作在线性区而未饱和，寄生电阻为零，电容的等效串联电阻为零。

（3）输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到允许忽略。

基本电路图如下：

图2-1 半桥式DC-DC 变换器基本电路图

电容器1C 、2C 与开关晶体管1r T 、2r T 组成桥,桥的对角线接变压器T 原边绕组,故称半桥式变换器。如果12C C ,某一开关晶体管导通时,绕组上电压只有

电源电压的一半。稳态条件下, 1C =2C ,当1r T 导通时,1C 上的12

s V 加在原边线圈上,1r T 流过负载电流p I 。电路通过开关管1r T 、原边绕组、电容2C 形成回路，此时原边绕组上下两端极性为上正下负，经过占空比所定的时间后,1r T 关断。由于原边绕组存在，p I 方向不变，值逐渐变小，此时B 点为负电位，4D 导通，反激能量再生，对2C 充电。B 点连接点的电压在阻尼电阻的作用下以振荡形式最后恢复到原来的中心值。1r T 关闭一段时间后，给2r T 一个触发脉冲，2r T 导通，原边绕组黑点端变负。电路通过电容1C 、原边绕组、开关管2r T 形成回路，重复以前过

双向DCDC变换器设计

用于锂电池化成系统的桥式DC/DC变换器.......................... 错误!未定义书签。1引言.. (2) 2 双向H桥DC/DC变换器拓扑分析................................ 错误!未定义书签。双向DC/DC变换器 (3) 双向H桥DC/DC变换器结构分析 (3) 双向H桥DC/DC变换器工作状态分析 (4) 正向工作状态模型分析 (4) 反向工作状态模型分析 (4) 3 硬件电路分析设计............................................ 错误!未定义书签。器件参数选择分析 (5) 主开关管的选择 (5) 滤波电感参数的计算 (6) 硬件电路分析设计 (6) 驱动电路分析设计 (6) 4 系统结构与控制 (9) 系统结构 (9) 控制系统结构 (9) DC/DC变换器控制方法 (10) 电压控制模式 (10) 电流控制模式 (10) 软件设计 (10) 5 实验调试与结果分析 (11) 实验平台搭建 (11) 样机调试 (12) 供电电源调试 (12) 驱动信号调试 (12) 单片机程序，VB工程调试 (13) 保护与采样电路测试 (14) 开环、闭环测试 (15) 小结 (17) 6 总结 (17) 7 谢辞 (17) 参考文献...................................................... 错误!未定义书签。用于锂电池化成系统的桥式DC/DC变换器摘要：随着锂电池在生活中各个方面的广泛普及，锂电池在生产过程中重要的化成环节逐渐成为关注的焦点。本文主要设计介绍了使用于锂电池化成系统的桥式变换器部分，包含计算机监控、DC/DC双向变换器。双向DC/DC变换器通过调节MOSFET的占空比，实现对锂电池的智能充放电。本文对双向DC/DC变换器的工作原理进行了分析，并通过样机对预期功能进行验证。关键字：电池化成；双向DC/DC变换器；实验分析 Abstract：As the lithium battery becomes more and more popular in every aspects of

分析全桥ZVS-PWM变换器的分析与设计

上世纪60年代开始起步的DC/DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。后然经过发展，越来越多在各个领域当中应用。但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC/DC变换器。 1 电路原理和各工作模态分析 1.1 电路原理图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。Vin为输入直流电压。Si(i=1.2.3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设： (1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间; (2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数; (3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻; (4)滤波电感足够大。

1.2 各工作模态分析 (1)原边电流正半周功率输出过程。在t0之前，Sl和S4已导通，在(t0一t1)内维持S1和S4导通，S2和S3截止。电容C2和C3被输入电源充电。变压器原边电压为Vin，功率由变压器原边传送到负载。在功率输出过程中，软开关移相控制全桥电路的工作状态和普通PWM硬开关电路相同。 (2)(t1一t1′)：超前臂在死区时间内的谐振过程。加到S1上的驱动脉冲变为低电平，S1由导通变为截止。电容C1和C3迅速分别充放电，与等效电感(Lr+n2Lf)串联谐振，在谐振结束前(t2之前)，使前臂中心电压快速降低到一0.7V，使D3立即导通，为S3的零电压导通作好准备。 (3)(t1′一t3)：原边电流止半周箝位续流过程。S3在驱动脉冲变为高电平后实现了零电压导通，由于D3已提前提供了原边电流的左臂续流回路，虽然两臂中点电压为零，但原边电流仍按原方向继续流动，逐步衰减。 (4)(t3-t4)：S4关断后滞后臂谐振过程，t3时加到S4的驱动脉冲电压变为低电平，S4由导通变为截止，原边电流失去主要通道。原边电流以最大变化率从正峰值急速下降。 (5)(t4一t5)：电感储能回送电网期。t4时刻D2已导通续流，下冲的电流经D2返回到电源EC，补偿了电网在全桥电路上的功耗。滞后臂死区时间应该在该时间段内结束。原边电流下冲到零点。 (6)(t5一t6)：原边电流下冲过零后开始负向增大。S2和S3都已导通，形成新的电流回路，开始新的功率输出过程。副边电压被箝位在低电平，出现占空比丢失过程。因此滞后臂死区时间设计是关键。

双向DC-DC变换器设计-全国大学生电子设计竞赛

2015年全国大学生电子设计竞赛双向DC-DC变换器（A题）学号：1440720117 吕刚 2015年12月30日

摘要本设计主要由双向DC-DC变换电路、测控显示电路、辅助电源三部分构成，其中双向DC-DC变换电路降压部分采用XL4016开关降压型DC-DC转换芯片，最高转换效率可达93%，升压部分采用XL6019开关型升压/降压芯片，具有低纹波，输入范围广，转换效率高的特点。恒流部分采用PWM控制原理，形成一个闭环回路，控制电流恒定，恒压部分完全由硬件控制，单片机辅助控制的方式。以上部分确保系统满足题目要求，实现恒流充电，恒压放电，过压保护功能，并且有着较高的转换效率。在本次设计中恒压部分完全有硬件控制，硬件自身形成一个闭环控制回路，对电压进行调节使其恒定题目要求的精度范围。单片机通过光耦电路的工作与停止，恒流部分由PWM调节占空比，使其恒流。关键字电池充放电升压降压XL4016 XL6019 STM32

目录一、系统方案 (1) 1、双向DC-DC变换电路的论证与选择 (1) 2、测量控制方案和辅助电源的论证与选择 (1) 3、控制方法的论证与选择 (1) 二、系统理论分析与计算 (2) 三、电路与程序设计 (3) 1、电路的设计 (3) （1）系统总体框图 (3) 2、程序的设计 (5) （1）程序功能描述与设计思路 (5) （2）程序流程图 (6) 3、程序流程图 (7) 四、测试仪器与数据分析 (7) 附录1：电路原理图 (9) 附录2：源程序 (10)

双向DC-DC变换器（A题）【本科组】一、系统方案本设计主要由双向DC-DC变换电路、测控显示电路、辅助电源三部分构成，其中双向DC-DC变换电路降压部分采用XL4016开关降压型DC-DC转换芯片，最高转换效率可达93%，升压部分采用XL6019开关型升压/降压芯片，具有低纹波，输入范围广，转换效率高的特点。恒流部分采用PWM控制原理，形成一个闭环回路，控制电流恒定，恒压部分完全由硬件控制，单片机辅助控制的方式。以上部分确保系统满足题目要求，实现恒流充电，恒压放电，过压保护功能，并且有着较高的转换效率。 1、双向DC-DC变换电路的论证与选择方案1:由降压斩波变换电路(即Buck变换电路)和升压斩波变换电路（即Boost 电路）组成双向DC-DC变换电路，分别各使用一个全控型器件VT（IGBT或MOSFET）,对输入直流电源进行斩波控制通过调整全控型器件VT的控制信号占空比来调整输出电压。方案2：采用XL4016开关型降压芯片和XL6019开关型升压/降压芯片构成升压、降压电路具有低纹波，内助功率MOS,具有较高的输入电压范围，内置过电流保护功能与EN引脚逻辑电平关断功能。综合以上两种方案，考虑到时间的限制，选择了比较容易实现的方案2。 2、测量控制方案和辅助电源的论证与选择由于瑞萨单片机开发套件数量有限，所以我们选择了一款相对便宜，速度快，性价比较高的STM32103V8T6作为控制器，显示部分由于收到题目对作品重量的要求，选择了质量轻，分辨率较高的0.96寸OLED屏幕显示。由于市场上所售开关电源模块的，纹波大的因素，所以辅助电源选择了一个较小的9V变压器，进行，整流滤波作为辅助电源。 3、控制方法的论证与选择方案1：采用PWM调节占空比的方法控制降压芯片的控制端，达到控制恒流和控制恒压的目的，采用PWM调节软件较为复杂，而且PWM调节较为缓慢，软件控制难度大。方案2：恒压部分完全有硬件控制，硬件自身形成一个闭环控制回路，对电压进行调节使其恒定题目要求的精度范围。单片机通过光耦电路的工作与停止，恒流部分由PWM调节占空比，使其恒流。综合以上两种方案，选择软件较为简单，硬件较为复杂的方案2。

IR2181S驱动芯片在全桥电路中应用设计和注意事项

IR2181S驱动芯片在全桥电路中应用设计和注意事项摘要:三相全桥技术具有应用广泛,控制方便,电路简单等特点,因此,广泛应用于逆变电源,变频技术,电力电子等相关领域,但其功率MOSFET以及相关的驱动电路的设计直接与电路的可靠性紧密相关,如MOSFET的驱动电路设计不当,MOSFET很容易损坏,因此本文主要分析和研究了成熟驱动控制芯片IR2181S组成的电路,并设计了具体的电路,为提高MOSFET 的可靠性作一些研究,以便能够为设计人员在设计产品时作一些参考。关键词:IR2181S驱动芯片;MOSFET;全桥电路;自举电路设计;吸收电路IR2181S的结构和驱动电路设计IR2181S是IR公司研发的一款专用驱动芯片电其内部结构参考图1:主要由:低端功率晶体驱动管,高端功率晶体驱动管,电平转换器,输入逻辑电路等组成。IR2181S优点是可靠性高,外围电路简单。它驱动的MOSFET高压侧电压可以达到600V,最大输出电流可达到1.9A(高端)2.3A(低端)。具体设计电路时如将MOSFET或IGBT 作为高压侧开关(漏极直接接在高压母线上)需在应用的时候需要注意以下几点: (1)栅极电压一定要比漏极电压高10-15V,作为高压侧开关时,栅极电压是系统中电压最高的。(2)栅极电压从逻辑上看必须是可控制的,低压侧一般是以地为参考点的,但在高端是就必须转换成高压侧的源极电位,相当于将栅极驱动的地悬浮在源极上,所以在实际应用中栅极控制电压是在母线电压之间浮动的。(3)栅极驱动电路吸收的功率不会显著影响整个电路的效率。图2是以IR2181S驱动芯片设计的三相全桥电路: 图2中应用到三个IR2181S驱动芯片每路驱动一组桥臂,提供高端和低端两路驱动信号(HO*,LO*),以第一路桥臂为例(其它同理):IR2181S输入是由DSP或其他专用驱动信号发生芯片产生的高端和低端两路驱动信号,经过2181输出同样也为两路,但经过2181内部处理后输出的信号和输入控制信号完全隔离,输出电流可以达到2A,上图中IR218S低端输出(LO1)驱动下管的信号是以直流母线侧负端为参考点,输出信号幅值大概在15V左右满足MOSFET开通要求。高端输出是以U1为参考基准,电位浮在母线上,当上端开通时IR2181S通过自举电路 (C4,C5)将电压举升到栅极开启电压值。其电压值约为: UG=U母线 15V 上述电路中(以Q2为例)电容C4,C5和自举二极管组成的泵电路,其中自举电容和自举二极管等参数都是要经过精密计算的,其工作原理和计算方法如下: (1)工作原理:当电路工作时Vs被拉倒地(输出接负载) 15V通过二极管给自举电容C4,C5充电也因此给Vs一个工作电压满足了电路工作。(2)参数设计:计算电容参数时应考虑到以下几点, ①MGT栅极电荷; ②高压侧栅极静态电流; ③2181内部电平转换电路电流; ④MGT G和S 之间的电流。(备注:因自举电路一般选择非电解电容设计时电容漏电流可以忽略。) 此公式给出了对自举电容电荷的最小要求; Q=2Qg Iqbs/f Qls Icbs/f 注:Qg为高端MOSFET栅极电荷。 f为系统工作频率。 Icbs为自举电容漏电流(本电路为非电解电容可忽略不计)。Qls为每个周期内电平转换电路对电荷的要求。(500/600V IC 为5nc 1200V IC为20nc)。Iqbs为高端驱动电路静态电流。上述计算的电荷量是保证芯片正常工作的前提条件,只有保证自举电容能提供足够的电荷和稳定的电压才不

A题双向DC-DC

A 双向 DC-DC 变换器
摘要：本设计实现了一种基于 MSP430F2616 单片机的可程控双向 DC-DC 变换器。系统由 18650 电池组、直流稳压电源充电电路、同步 Boost-Buck 电路、滤波电路、辅助电源、单片机、键盘、AD 转换电路、显示器等电路组成。充电模式下，输入为 30V 直流电，通过同步降压拓扑结构形成稳定的约 20V 的直流电压，该直流电压经过程控降压模块实现可程控输出电流。电流经过二次滤除纹波可得到稳定的电流输出。放电模式下，通过同步升压拓扑结构形成稳定的 30V 电压输出。同时该电源变换器具过充保护的功能，提高了电源的安全性和稳定性。本电源效率高、步进精度高、输出电流稳定、安全性高、重量小轻便可携带；通过按键与显示器实现人机交互，人机交互友好。关键字：DC-DC，恒流，效率

1 方案论证
变换器设计方案
题目要求电池组在充电模式下，输入直流电为 24~36V 的条件下可以输出恒
流 2A，放电模式可以输出恒压 30V，所以本次设计需要利用双向 DC-DC 拓扑结构。
方案一：采用隔离型 DC-DC 双向变换器。借鉴非隔离单向变换器中反并联开
关管或二极管，以构成非隔离双向变换器的思想，也可以从隔离型单向变换器演
变得到隔离型正激双向 DC-DC 变换器。该方案在需要电气隔离的场合应用比较广
泛。
方案二：采用全桥 DC-DC 双向变换器。通过移相可使控制其开关器件实现零
电压开关。开关器件的电压、电流应尽量小；变压器为双向励磁，利用率较高，
在中、大功率场合有广泛的应用。
方案三：采用 Boost-Buck 双向变换器。常见的非隔离型单向变换器的拓扑
结构有 Buck、Boost、Buck/Boost 等电路。在这些单向变换器的二极管两端反并
联开关管，在开关管两端反并联二极管，即可构成与之对应的 Boost-Buck 双向
变换器电路。
三种方案理论上都能够实现本设计需要的双向 DC-DC 电压变换。正激双向
DC-DC 变换器虽然成本低，驱动电路容易，但由于变压器会处于单向励磁状态，
变压器利用率较低，并且需要额外设计磁复位电路，适用的电路范围较小。全桥
DC-DC 双向变换器虽处于双向励磁状态，利用率较高，但其电路拓扑结构复杂难
以实现；但相比于非隔离双向变换器而言，其效率还是较低的，达不到本设计需
要的效率达到 95%以上的要求。这两种隔离型双向变换器均需要用到变压器，比
较笨重，会超出该设计的系统总质量小于 500g 的要求。而 Boost-Buck 双向变换
器电路精简，无变压器较为轻便，利用率较高，因此本次设计采用 Boost-Buck
双向 DC-DC 拓扑结构。
恒流恒压设计方案
为满足充电模式下，输入为 24~36V 变化时，稳定输出恒定 2A 电流，输入电
压不变情况下充电电流步进可调，充电模式下本电源需要实现降压恒流功能。为
满足放电模式时候，保持输出电压不变，本电源在放电模式下需实现恒压功能。
方案一：采用程序控制 PWM 占空比实现恒压恒流功能。利用高精度 ADC 芯片
对负载进行采样得到负载两端的电压或者电流，根据公式： VOUT VIN TON TON TOFF
（1）
其中
VOU
T
为输出加在负载两端的电压，
VIN
为输入电压，
TON TON TOFF
为控制
PWM
信

全桥变换器主电路分析

全桥变换器主电路分析王振存 2006.04 1.电源概述本电源，额定电流1000A。主电路采用全桥拓扑结构，两路并联的供电方式。主电路原理框图如图1所示。 2. 输入整流滤波电路的设计电源交流输入采用三相三线输入方式，经三相桥式整流器输出脉动直流，经直流母线滤波供给后级功率变换电路。输入整流电路如图2所示。图 1 对图中元件说明如下： D1-D6：三相整流桥，PE：输入端保护熔断器，PV压敏电阻； R56缓起电阻，C5、C6、C7：共模滤波电容； KA：接触器，C8直流母线滤波电容：为限制刚开始投入时电解电容充电产生的电流浪涌，在输入整流电路增加了缓起电路。具体工作原理是，电源经外部加电，此时A、C线电压经R56、R55、D1、D2、D5、D6给电容充电，直流母线电压慢慢上升，上升到辅助电源启动电压时，辅助电源工作控制板得电将接触器闭合，将R56、R55短路，缓起动过程结束。输入滤波电容的选择过程如下：取整流滤波后的直流电压的最大脉动值为低

交流峰值电压的10％，按照下面步骤计算电容的容量： ● 输入电压的有效值%10380±V 即342V ～418V; ● 输入交流电压峰值：482V ～591V ； ● 整流滤波后直流电压的最大脉动值：V V 2.4810482％＝?; ● 整流后直流电压的范围：433.8V ～542.8V ； ● 电源总功率按50KW 计算则等效电阻为Ω== 76.350000 8.4332 L R ; ● 一般取放电时间常数τ=R L C=(3~5)T/6故最小电容F C μ265076 .301.0== ； 3. 全桥逆变电路工作状况分析 3.1 工作模态分析电源由全桥逆变器和输出整流滤波电路构成。全桥逆变器的主电路如图2所示，由四功率管Q1~Q4及其反并二级管D1~D4,和输出变压器（L LK 为主变压器漏感），吸收电路，隔直电容等组成。 LD R V 图2 在一个开关周期中，电流连续的情况下，全桥变换器共有有4种开关模态。在t0时刻，对应于图3（a ）。Q1、Q4导通。电压经Q1、Q4、C3、加到变压

双向DC-DC变换器(全国大学生电子设计竞赛全国二等奖作品)

2015年全国大学生电子设计竞赛双向DC-DC变换器（A题） 2015年8月15日

全国大学生电子设计竞赛双向DCDC变换器A题设计报告

全国大学生电子设计竞赛双向D C D C变换器A 题设计报告 Hessen was revised in January 2021

2015年全国大学生电子设计竞赛双向 DC-DC 变换器（A题）【本科组】 2015年8月13日

摘要本系统介绍了一种双向DC-DC变换器的基本原理和实现方法。由SG3525芯片产生的PWM波经三极管传入到电路中，驱动MOSFET管，使其关断或导通，使电压升高或降低。同时，可由单片机监测相应信号经判断后控制继电器选择放电或充电的模式使电路保持在一直正常情况下运行。当充电电压超出限幅值时，单片机可自动断开主电路，以保护系统安全。此外，本系统在设计时注重了高精度的要求，使输出电流步进可控，且步进值小于。而系统中各元件的选择以低损耗为标准，提高了系统的低功耗特性，使系统的效率达到最高。本系统经过多次模拟与实验，基本完成各项要求。关键字：DC-DC变换；低损耗；自动；可控；充电 ABSTRACT This system introduces the basic principle and realization method of a kind of bidirectional DC-DC converter. The PWM wave generated by the SG3525 chip is introduced into the circuit by the transistor, driving the MOSFET tube, making it shut off or on, so that the voltage is raised or lowered. At the same time, the signal can be monitored by a single chip microcomputer to control the relay selection discharge or charging mode to keep the circuit under normal circumstances. When the charging voltage exceeds the limit, the single chip microcomputer can automatically disconnect the main circuit to protect the system security. In addition, the system is designed with high accuracy requirements, so that the output current is controlled, and the step value is less than . In the system, the selection of the components of the system is the standard, which improves the system's low power consumption characteristics, so that

第11题双向DC-DC变换器

摘要本系统基于双向同步整流原理，主电路在拓扑结构上整合Buck和Boost两种电路，配合MOS管驱动电路、电流检测电路、辅助电源电路以及输出过流保护电路，使该DC/DC 变换器实现能量的双向流通。系统由STM32F103ZET6单片机控制电流的步进可调，同时控制PWM波产生相应恒定电压值，使用TI的MOS管CSD19535代替续流二极管，大大提高了系统效率。本系统在充电模式可达到98%的转换效率，放电模式达到98%的转换效率，电流检测电路使用TI高精度检流芯片INA282，恒定输出的电流精度稳定在1.5%以内，电压精度稳定在1%以内，同时在LCD上显示所处状态，符合基本要求与发挥部分的参数要求。本设计创新点在于将电池充电过程分为三个阶段，通过显示屏实时显示电池所处的充电状态。关键词 DC/DC电路同步整流STM32

目录 1 方案论证 (3) 1.1 方案描述 (3) 1.2 方案比较与选择 (3) 1.2.1 主控器方案比较与选择 (3) 1.2.2 显示屏方案比较与选择 (3) 1.2.3 电流检测方案比较与选择 (4) 1.2.4 PWM生成方式比较与选择 (4) 1.2.5 驱动电路方案比较与选择 (2) 2 电路与程序设计 (3) 2.1 双向DC/DC主回路与器件 (3) 2.2 测量控制电路、控制程序 (3) 2.2.1 测量控制电路 (3) 2.2.2 控制算法 (3) 2.2.3 主程序设计 (4) 3 理论分析与计算 (5) 3.1 主回路主要器件参数选择及计算 (5) 3.1.1 MOS管驱动芯片IR2110 (5) 3.1.2 电流检测芯片INA282 (5) 3.1.3 功率管选择CSD19535 (6) 3.1.4 电感参数计算 (6) 3.2 控制方法与参数计算 (6) 3.3 提高效率的方法 (7) 4 测试方案与测试结果（见附件） (7) 4.3 测试结果分析 (7) 5 结束语 (8) 6 参考文献 (8)

ZVS移相全桥变换器设计

电气工程学院课程设计说明书设计题目：系别：年级专业：学生姓名：指导教师：

电气工程学院《课程设计》任务书课程名称：电力电子与电源综合课程设计基层教学单位：电气工程及自动化系指导教师：朱艳萍说明：1、此表一式三份，系、学生各一份，报送院教务科一份。 2、学生那份任务书要求装订到课程设计报告前面。电气工程学院教务科

电力电子与电源课程设计组内自评表

摘要首先，本文阐述PWM DC/DC变换器的软开关技术，且根据移相控制PWM全桥变换器的主电路拓扑结构，选定适合于本论文的零电压开关软开关技术的电路拓扑，并对其基本工作原理进行阐述，同时给出ZVS软开关的实现策略。其次，对选定的主电路拓扑结构进行电路设计，给出主电路中各参量的设计及参数的计算方法，包括输入、输出整流桥及逆变桥的器件的选型，输入整流滤波电路的参数设计、高频变压器及谐振电感的参数设计以及输出整流滤波电路的参数设计。然后，论述移相控制电路的形成，对移相控制芯片进行选择，同时对移相控制芯片UC3875进行详细的分析和设计。对主功率管MOSFET的驱动电路进最后，基于理论计算，对系统主电路进行仿真，研究其各部分设计的参数是否合乎实际电路。搭建移相控制ZVS DC/DC全桥变换器的实验平台，在系统实验平台上做了大量的实验。实验结果表明，本文所设计的DC/DC变换器能很好的实现软开关，提高效率，使输出电压得到稳定控制，最后通过调整移相控制电路，可实现直流输出的宽范围调整，具有很好的工程实用价值。行分析和设计。关键词开关电源;高频变压器;移相控制;零电压开关;UC3875

双向DC-DC变换器研究

双向DC-DC变换器摘要：双向DC/DC变换器是一种可以实现“一机两用”的设备，可用其得到能量的双向传输，并且在有些需要能量双向流动的场合，双向DC/DC变换器可大幅度减轻系统的体积、重量以及成本价值，有着重要的研究意义。首先介绍的是双向DC/DC变换器的概念、应用场合以及其研究现状，并在此基础上分析了电压—电流型双向全桥DC/DC变换器；Buck充电模式时，高压侧开关有驱动信号，低压侧开关管驱动信号封锁，仅用功率开关管的体二极管整流；此时电路为电压型全桥结构；Boost放电模式时，低压侧开关管有驱动信号，高压侧开关管驱动信后封锁，仅用功率开关管的体二极管整流；此时电路为电流型全桥结构。然后，分别对buck充电模式和boost放电模式的工作原理进行了分析。最后利用Proteus软件分别对buck充电模式和boost放电模式的开环和闭环进行了仿真，给出了各部分的波形图，最后得出的仿真结果和理论一致。关键词：双向DC-DC变换器 Buck充电模式 Boost放电模式

目录前言 (3) 1.方案论证 (4) 1.1方案一 (6) 1.2 方案二 (6) 1.3 方案选择 (7) 2.电路设计和原理 (7) 2.1 5V电压源电路设计 (7) 2.2 0.1s (8) 2.2.1 引脚及功能表 (9) 2.2.2 (10) 2.3 计数电路设计 (11) 2.4电路设计 (13) 2.5显示电路设计 (14) 2.6控制电路设计 (15) 3.软件仿真调试 (15) 3.1 软件介绍 (15) 3.2 调试步骤及方法 (16) 4.故障分析及解决方法 (17) 5.总结与体会 (18) 附录： (20) A、总体电路图 (20) B、元器件清单 (20) C、元器件功能与管脚 (21) D、参考文献 (24)

移相全桥ZVS变换器的原理与设计

移相全桥ZVS变换器的原理与设计移相全桥ZVS变换器的原理与设计摘要：介绍移相全桥ZVS变换器的原理，并用UC3875控制器研制成功3kW 移相全桥零电压高频通信开关电源。 1引言传统的全桥PWM变换器适用于输出低电压(例如5V)、大功率(例如1kW) 的情况，以及电源电压和负载电流变化大的场合。其特点是开关频率固定，便于控制。为了提高变换器的功率密度，减少单位输出功率的体积和重量，需要将开关频率提高到1MHz级水平。为避免开关过程中的损耗随频率增加而急剧上升，在移相控制技术的基础上，利用功率MOS管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件，使全桥PWM变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关，这种技术称为ZVS零电压准谐振技术。由于减少了开关过程损耗，可保证整个变换器总体效率达90％以上，我们以Unitrode公司UC3875为控制芯片研制了零电压准谐振高频开关电源样机。本文就研制过程，研制中出现的问题及其改进进行论述。 2准谐振开关电源的组成 ZVS准谐振高频开关电源是一个完整的闭环系统，它包括主电路、控制电路及CPU通讯和保护电路，。从图1可以看出准谐振开关电源的组成与传统PWM开关电源的结构极其相似，不同的是它在DC/DC变换电路中采用了软开关技术，即准谐振变换器（QRC）。它是在PWM型开关变换器基础上适当地加上谐振电感和谐振电容而形成的，由于运行中，工作在谐振状态的时间只占开关周期的一部分，其余时间都是运行在非谐振状态，所以称为“准谐振”变换器。准揩振变换器又分为两种，一种是零电流开关（ZCS）,一种是零电压开关（ZVS），零电流

双向DC-DC变换器(A题)报告

2015年全国大学生电子设计竞赛双向DC-DC 变换器（A题） 2015年8月16日

摘要:本系统以同步整流电路为核心构成双向DC--DC电路，用两块LT8705构建双向DC—DC,当系统选择了充电模式，则关断放电的LT8705模块，当放电的时候则关断充电LT8705模块。自动模式的时候通过系统自动调整输入输出模式，使得系统达到稳定。系统充电电流I1在1~2A 围步进可调；设定I1=2A后，U2在24~36V围变化时，充电电流I1的变化率小于1%；设定I1=2A，在U2=30V条件下，变换器的效率达到95%；12864实时显示充电电流的数值，精度误差小于2%；具有过充保护功能；放电模式时，保持U2=30±0.5V，变换器效率达到97%，满足题目要求。关键词：双向DC-DC电路；LT8705；关断保护

目录一、系统方案 (1) 1.1双向DC-DC 电路方案论证与选择 (1) 1.2电流监测反馈模块的选择 (2) 1.3电流电压测量AD模块的论证与选择 (3) 1.4辅助电源的选择 (4) 1.5单片机的选择 (5) 二、理论分析与计算 (6) 2.1提高效率的方法 (6) 三、核心部分电路及程序设计 (7) 四、测试方法与数据 (8) 五、结果分析 (10) 六、参考文献 (11)

一、系统方案 1.1双向DC-DC 电路方案论证与选择方案1：采用双向Buck-Boost DC-DC变换电路。工作原理：当Q2保持关断，Q1采用PWM工作方式工作时，变换器实际是一个Buck电路，能量从V1传到V2。当Q1保持关断，Q2采用PWM工作方式工作时，交换器相当于一个Boost电路，能量从V2传到V1。如图1所示。其可以实现降压充电又可实现升压输出，有较好的灵活性。驱动开关管部分电路简单，但效率达不到要求。图1 双向Buck-Boost DC-DC变换电路方案2：采用LT8705降压-升压型DC-DC控制器，该器件可以在输入电压高于、低于或等于输出电压的情况下运作。输入电压围：2.8V至80V；输出电压1.3V至80V。同步整流：效率高达98%，可同步的固定频率：100KHz至400KHz。该方案的优点，效率极高，可以很好的满足题目的效率要求。电路原理图见附图1。方案3：采用双向半桥DC-DC变换电路。如图2，电路由两个半桥组成，

2015年全国大学生电子设计竞赛题目双向DC-DC变换器(A题)

2015年全国大学生电子设计竞赛试题参赛注意事项（1）8月12日8:00竞赛正式开始。本科组参赛队只能在【本科组】题目中任选一题；高职高专组参赛队在【高职高专组】题目中任选一题，也可以选择【本科组】题目。（2）参赛队认真填写《登记表》内容，填写好的《登记表》交赛场巡视员暂时保存。（3）参赛者必须是有正式学籍的全日制在校本、专科学生，应出示能够证明参赛者学生身份的有效证件（如学生证）随时备查。（4）每队严格限制3人，开赛后不得中途更换队员。（5）竞赛期间，可使用各种图书资料和网络资源，但不得在学校指定竞赛场地外进行设计制作，不得以任何方式与他人交流，包括教师在内的非参赛队员必须迴避，对违纪参赛队取消评审资格。（6）8月15日20:00竞赛结束，上交设计报告、制作实物及《登记表》，由专人封存。【本科组】一、任务设计并制作用于电池储能装置的双向DC-DC变换器，实现电池的充放电功能，功能可由按键设定，亦可自动转换。系统结构如图1所示，图中除直流稳压电源外，其他器件均需自备。电池组由5节18650型、容量2000~3000mAh的锂离子电池串联组成。所用电阻阻值误差的绝对值不大于5%。图1 电池储能装置结构框图二、要求 1．基本要求接通S1、S3，断开S2，将装置设定为充电模式。（1）U2=30V条件下，实现对电池恒流充电。充电电流I1在1~2A范围内步进可调，步进值不大于0.1A，电流控制精度不低于5%。（2）设定I1=2A，调整直流稳压电源输出电压，使U2在24~36V范围内变化时，要求充电电流I1的变化率不大于1%。（3）设定I1=2A，在U2=30V条件下，变换器的效率 190% η≥。（4）测量并显示充电电流I1，在I1=1~2A范围内测量精度不低于2%。（5）具有过充保护功能：设定I1=2A，当U1超过阈值U1th=24±0.5V时，停止充电。

移相全桥为主电路的软开关电源设计详解

移相全桥为主电路的软开关电源设计详解 2014-09-11 11:10 来源：电源网作者：铃铛移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高开关频率。如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。主电路分析这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A。采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS。电路结构简图如图1，VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS，Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T 为主变压器，副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图其基本工作原理如下：

当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4，而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4，在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2，则VT2即是零电压开通。当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb 充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、VT4、VD4进行放电，Cb两端电压维持不变，这时流过VT4电流为零，关断VT4即是零电流关断。关断VT4以后，经过预先设置的死区时间后开通VT3，由于电压器漏感的存在，原边电流不能突变，因此VT3即是零电流开通。 VT2、VT3同时导通后原边向负载提供能量，一定时间后关断VT2。由于C2的存在，VT2是零电压关断，如同前面分析，原边电流这时不能突变，C1经过VD3、VT3。Cb放电完毕后，VD1自然导通，此时开通VT1即是零电压开通，由于VD3的阻断，原边电流降为零以后，关断VT3，则VT3即是零电流关断，经过预

双向DCDC变换器课件

双向DC-DC变换器摘要：双向DC-DC变换器是能够根据能量的需要调节能量双向传输的直流到直流的变换器。本文阐述的双向DC-DC变换器通过集成运放加三极管组成的恒流源实现实现电池的充电功能以及由TL494组成的升压电路实现对电池的放电功能，LCD液晶屏用于显示充电电池的充电电流，并且能够自动转换变换器充放电工作模式。此作品电路简单，效率较高，性能稳定；可以满足题目的要求，可适用于直流不停电系统、太阳能电池变换器、电动汽车等方面。关键词：双向DCDC变换器；恒流源；TL494

一、方案论证与比较：恒流源方案比较：方案一：由晶体三极管组成的恒流源，利用三极管集电极电压变化对电流影响，并在电路中采用电流负反馈来提高输出电流的恒定。由于晶体管参数受温度变化影响，要采用温度补偿及稳压措施，增加电路的复杂性且输出电流不便调节。方案二：集成运算放大器和MOS管组成的压控型恒流源，利用运放来驱动功率管MOSFET的导通程度，获得相应的输出电流在采样电阻上产生的采样电压作为反馈电压送到运放的反相输入端，并与同相输入端的给定电压进行比较，依此对MOS管的驱动电压进行调整，达到对功率管的导通电流进行调整的目的；采用放大器负反馈构成的恒流源，可以获得较高精度、较大的电流输出。因此本设计采用方案二。 DC-DC升压电路方案比较：方案一：结构如下图所示，可以实现输出端与输入端的隔离，适合于输入电压与输出电压之比远大于一或远小于一的情形，但由于采用多次变换，电路中的损耗较大，效率低，而且结构复杂。直流交流交流直流逆变电路变压器整流电路滤波器图1—1 方案二：用Boost升压电路，拓扑结构如图1-2所示。开关的导通和关断受到外部PWM信号控制，电感L将交替的储存和释放能量，电感L储能后使电压泵升，而电容C可将输出电压保持住，输出电压与输入电压的关系为 u0=(Ton+Toof),通过改变PWM控制信号的占空比可以实现相应输出电压的变化。该电路采取直接直流变流的方式升压，电路结构较为简单，损耗较小，效率较高。

双向DC-DC变换器

双向DC-DC 变换器摘要:以FPGA 和TM4C123G 为控制核心，设计制作了双向DC-DC 变换器。本系统主要包括Buck/Boost 双向DC-DC 变换电路、电压电流采样电路和辅助电源电路等，其中以Buck/Boost 变换电路为核心，完成锂电池组的充、放电，采用闭环反馈系统，实时监测锂电池组的电压、电流，经过PID 调节，控制输出PWM 波，从而控制Buck/Boost 变换电路。经测试，变换器可实现恒流充电，且充电电流在1~2A 内可调，步进值可设定，电流控制精度0.12%ic e ≤，测量精度 0.192%m e ≤，变换器充电效率198.54%η≥，放电效率297.99%η≥，且系统具有过充保护功能，阈值电压1(240.032)th U V =±，能自动转换工作模式并保持 2(300.010)U V =±。经称量，双向DC-DC 变换器、测控电路与辅助电源三部分总重量为368g 。此外，系统可识别充电、放电两种模式，并实时显示充、放电的电流与电压，人机交互性良好。关键词：BDC ；锂电池；PWM ；PID ；过充保护

1 方案论证 1.1 方案比较与选择 1.1.1 双向DC-DC 主回路方案一：非隔离式Buck/Boost BDC Buck 变换器和Boost 变换器的二极管换成双向开关后具有同样的结构，构成 Buck/Boost BDC ，图1为其拓扑结构。在Buck/BoostBDC 中，由于1S 和2S 均可流通双向电流，因此电感L 中的电流一直保持连续状态。当电感电流恒大于零时，能量由b V 流向o V ，是Boost 变换器，锂电池放电；当电感电流恒小于零时，能量由o V 流向b V ，是Buck 变换器，锂电池充电。图1非隔离式Buck/Boost BDC 拓扑结构方案二：隔离式Buck/Boost BDC 非隔离式Buck/Boost BDC 中插入高频变压器便构成隔离式Buck/Boost BDC 。图2为其拓扑结构。其高频逆变/整流和高频整流/逆变单元可以由半桥、全桥、推挽等电路构成，方案较多，设计电路比较灵活。图2隔离式Buck/Boost BDC 拓扑结构分析：方案二存在升压启动和开关管电压尖峰问题，电路结构较复杂，方案一控制方便，电路结构简单，故选择方案一。 1.1.2PWM 波控制方案方案一：TL494是一种固定频率脉宽调制器，集成了全部的脉宽调制电路。片内置线性锯齿波振荡器、误差放大器、5V 参考基准电压源、功率晶体管，仅有两个外置振荡元件，内置可调整死区时间。通过控制信号与T C 上的正锯齿波比较，来控制PWM 波的占空比。实际电路中，可通过FPGA 控制DAC 的输出电压来作为TL494的外部控制信号，实现对TL494输出PWM 波占空比的控制。