直流电动机无环流DLC控制调速系统

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运动控制系统

课程设计

题目: 直流电动机无环流DLC控制调速系统院系名称:

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摘要 (1)

1 设计内容及要求 (2)

1.1 设计内容 (2)

1.2 设计要求 (2)

2 系统结构设计 (2)

2.1 系统概述 (2)

2.2 方案论证 (2)

2.3 系统设计 (3)

3 工作原理和调节器的设计 (3)

3.1 系统工作原理 (3)

3.2 电流调节器的设计 (4)

3.2.1 确定电流调节器的时间常数 (4)

3.2.2 设计电流调节器结构 (4)

3.2.3 校验近似条件 (6)

3.2.4 计算调节器电阻和电容 (7)

3.3 速度调节器的设计 (7)

3.3.1 电流环的等效闭环传递函数 (7)

3.3.2 确定转速调节器的时间常数 (7)

3.3.3 转速调节器结构设计 (8)

3.3.4 校验近似条件 (9)

3.3.5 计算调节器的电阻和电容值 (9)

4 系统主电路设计 (10)

4.1 主电路原理及说明 (10)

4.2 主电路参数计算 (10)

4.3 保护电路设计 (11)

4.3.1 过电流保护电路设计 (11)

4.3.2 过压流保护电路设计 (11)

4.4 触发电路设计 (12)

4.5 无环流逻辑（DLC）装置的设计 (13)

4.5.1 电平检测器 (13)

4.5.2 逻辑运算器 (15)

4.5.3 延时电路 (17)

4.5.4 逻辑保护电路 (18)

5 设计总结及心得 (19)

6 参考文献 (20)

附录：主电路图 (21)

摘要

运动控制系统的任务是通过控制电动机电压、电流、频率等输入量，来改变工作机械的转矩、速度、位移等机械量，使各种工作机械按人们期望的要求运行，以满足生产工艺及其他应用的需要。两组晶闸管装置反并联的电枢可逆线路是可逆调速系统的典型线路之一，这种线路有能实现可逆运行、回馈制动等优点，但也会产生环流。为保证系统安全，必须消除其中的环流。所谓逻辑无环流系统就是在一组晶闸管工作时，用逻辑电路封锁另一组晶闸管的触发脉冲，使该组晶闸管完全处于阻断状态，从根本上切断环流通路。这种系统不仅能实现逻辑无环流可逆调速，还能实现回馈制动。本文对逻辑无环流直流可逆调速系统进行了设计，并且计算了电流和转速调节器的参数。

关键词：运动控制、逻辑无环流、可逆直流调速系统、DLC、ACR、ASR

1 设计内容及要求

1.1 设计内容

直流电动机参数：PN = 1.1 kW，nN = 1 000 r/min，UN = 220 V，IN = 6.58 A，GD2 = 0.28 kg.m2，过载倍数λ = 2，电枢绕组的电阻RD = 4 Ω，电感LD = 67 mH；

用逻辑切换装置封锁不工作组晶闸管的触发脉冲，开放工作组晶闸管的触发脉冲，实现了无环流控制。

1.2 设计要求

（1）画出单元电路图，说明工作原理，给出系统参数计算过程。

（2）对项目设计结果进行分析。

（3）画出整体电路原理图，图纸、元器件符号及文字符号符合国家标准。

（4）课程设计说明书应严格按统一格式打印，资料齐全。

2 系统结构设计

2.1 系统概述

转速、电流双闭环控制的直流调速系统是应用最广性能很好的直流调速系统。采用转速负反馈和PI调节器的单闭环直流调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差，而在此甚础上再加中电流负反馈，则可使系统的电流不能无限制的增加，而当系统在最大电流（转矩）受限制时，调速系统所能获得的最快的起动过程。由此可知，双闭环使得系统的调速性能大大提高。逻辑无环流可逆调速系统是目前在生产中应用最为广泛的可逆系统。由于无环流，所以不在设置环流电抗器。但为保证稳定运行时电流波形的连续，仍保留平波电抗器Ld。所以它兼有无环流和电流波形连续的特点，所以比直流平均环流与配合控制有更好的效果。

2.2 方案论证

在可逆调速系统中，电动机最基本的要素就是能改变旋转方向。而要改变电动机的旋转方向有两种办法：一种是改变电动机电枢电压的极性，第二种是改变励磁磁通的方向。对于大容量的系统，从生产角度出发，往往采用既没有直流平

均环流，又没有瞬时脉动环流的无环流可逆系统，无环流可逆系统省去了环流电抗器，没有了附加的环流损耗，和有环流系统相比，因换流失败造成的事故率大为降低。因此，逻辑无环流可逆调速系统在生产中被广泛运用。

2.3 系统设计

要实现逻辑无环流可逆调速，就要采用桥式全控整流逆变电路。要达到电流和转速的超调要求就要设计电流-转速双闭环调速器；逻辑无环流的重要部分就是要采用逻辑控制，保证只有一组桥路工作，另一组封锁。逻辑控制器可以采用组合逻辑元件和一些分立的电子器件组成，也可用单片机实现，本文使用PLC 来实现逻辑控制；触发电路要保证晶闸管在合适的时候导通或截止，并且要能方便的改变触发脉冲的相位，达到实时调整输出电压的目的，从而实现调速。保护电路有瞬时过压抑制，过电流保护和过电压保护，当过压或过流时封锁触发脉冲，从而实现保护功能。

3 工作原理和调节器的设计

3.1 系统工作原理

主电路采用两组晶闸管装置反并联线路，由于没有环流，不用再设置环流电抗器，但是为了保证运行时电流波形的连续性，应保留平波电抗器。控制线路采用典型的转速、电流双闭环控制系统，电流环分设两个电流调节器ACR1和ACR2，ACR1用来控制正组触发装置，ACR2 控制反组触发装置，ACR1的给定信号Ui*经反向器AR同时作为ACR2的给定信号Ui*，这样就可以使电流反馈信号Ui*的极性在正转和反转时都不用改变，从而可采用不反应电流极性的电流检测器，即交流互感器和整流器。由于在主电路中不设均衡电抗器，一旦出现环流将造成严重的短路事故，所以对工作时的可靠性要求特别高，为此在系统中加入了无环流控制器DLC，以保证系统的可靠运行，所以DLC是系统中的关键部件。它按照系统的工作状态，指挥系统进行自动切换，或者允许正组触发装置发出触发脉冲而封锁反组，或者允许反组触发装置发出触发脉冲而封锁正组。在任何情况下，决不允许两组晶闸管同时开放，确保主电路没有产生环流的可能。

图1 逻辑无环流可逆直流调速系统原理框图

ASR ——速度调节器 ACR1﹑ACR2——正﹑反组电流调节器 GTF 、GTR ——正反组整流装置 VF 、VR ——正反组整流桥 DLC ——无环流逻辑控制器 TA ——交流互感器 TG ——测速发电机 M ——工作台电动机 AR ——反号器

3.2 电流调节器的设计

3.2.1 确定电流调节器的时间常数

（1）、整流装置滞后时间常数Ts ：

三相桥式电路平均失控时间Ts = 0.0017s 。 （2）、电流滤波时间常数Toi ：

三相桥式电路每个波头的时间是3.33ms ，为了基本滤平波头应有（1~2）Toi = 3.33s 。则Toi=0.002s

（3）、电流小时间常数i T ∑：按小时间常数近似处理：s T T T oi s i 0037.0=+=∑ 3.2.2 设计电流调节器结构

将系统的作用过程做一定的简化处理。首先我们可以得到，对电流环来说，反电动势是一个变化缓慢的扰动，因此，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动

势基本不变，即有0≈?E 。条件是l

m ci T T 1

3

≥ω。 ACR

1

1+s T oi 1

+s T K s s 1

/1+s T R l )

(s I

d 1

+s T oi β)

(*

s U i )

(s U c )(0s U d +-

图2 忽略反电动势影响的电流环动态结构图

采用含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI 型电流调节器，其原理图如图1所示。图中*i U 为电流给定电压，d I β-为电流负反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换器的控制电压c U 。

图3 PI 型电流调速器

根据设计要求%5≤i σ，并保证稳态电流无差，可按典型Ⅰ型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI 型电流调节器，其传递函数为：

s

s K s W i i i ACR ττ)

1()(+=

检查对电源电压的抗扰性能：

243.30037.0012.0==∑s

s T T i l 电流调节器超前时间常数：s T l i 012.0==τ

取电流反馈系数：A V I U dbl im 0232.02875.110

=?==*

β

电流环开环增益：取5.0=∑i I T K ，因此

114.1350037.05

.05.0-∑===

s s

T K i I 于是，ACR 的比例系数为：

3495.00232

.03015

.0012.014.135=???==

βτs i I i K R K K 参数关系KT 0.25 0.39 0.50 0.69 1.0 阻尼比ξ 1.0 0.8 0.707 0．6 0．5 超调量σ 0%

1.5% 4.3% 9.5% 16.3% 上升时间r t ∞ 6.6T 4.7T 3.3T

2.4T 峰值时间p t ∞ 8.3T

6.2T

4.7T

3.6T

相角稳定裕度γ 3.76

9.69 5.65 2.59 8.51

截止频率c ω

T /243.0 T /367.0 T /455.0 T /596.0 T /786.0

表1 典型I 型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系

3.2.3 校验近似条件

电流环截止频率：114.135-==s K I ci ω 晶闸管整流装置传递函数的近似条件：

ci s s s

T ω>=?=-11.1960017.03131，满足近似条件。 忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件：

ci l m s s

s T T ω<=?=-106.79012.012.01313

，满足近似条件。 电流环小时间常数近似处理条件：

ci oi s s s

s T T ω>=?=-18.180002.00017.01

31131，满足近似条件。

3.2.4 计算调节器电阻和电容

按所用运算放大器取Ω=k R 400，各电阻和电容值为：

Ω=Ω?==k k R K R i i 98.13403495.00，取Ωk 14

F F F R C i

i

i μτ86.01086.010

14012.06

3

=?=?=

=

-，取F μ86.0 F F F R T C oi oi μ2.0102.010

40002

.044630=?=??==

-，取F μ2.0 3.3 速度调节器的设计

3.3.1 电流环的等效闭环传递函数

电流环经简化后可视作转速环的一个环节，为此其闭环传递函数为：

111

)1(1)1()()()(2

++=+++==∑∑∑*s K s K T s T s K s T s K s U s I s W I

I i i I i I

i d cli β

忽略高次项，)(s W cli 可降阶近似为：

11

1)(+=

s K s W I

cli

接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为)(s U i *，因此电流环在转速环中应等效为：

111

)()()(+≈=*

s K s W s U s I I

cli i d β

β 3.3.2 确定转速调节器的时间常数

电流环等效时间常数：

s s T K i I

0074.00037.0221

=?==∑

转速滤波时间常数：s T on 012.0=

转速环小时间常数：按小时间常数近似处理，取

s s s T K T on I

n 0194.0012.00074.01

=+=+=

∑ 电压反馈系数：r V r V

n U N nm min 0067.0min

150010?===*α

3.3.3 转速调节器结构设计

采用含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI 型转速调节器，其原理图如图2所

示。图中*

n U 为转速给定电压，n α-为转速负反馈电压，调节器的输出是电流调

节器的给定电压*i U 。

图4 PI 型转速调节器

按设计要求，选用PI 调节器，其传递函数为：

s

s K s W n n n ASR ττ)

1()(+=

按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，则ASR 的超前时间常数为：

s hT n n 087.00174.05=?==∑τ

转速开环增益为：

22

2224.3960174

.0526

21-∑=??=+=

s T h h K n N 于是，ASR 的比例系数为：

924.100194

.015.00067.05212

.01275.00232.062)1(=???????=+=

∑n m e n RT h T C h K αβ

3.3.4 校验近似条件

转速环截止频率为：

11

5.34087.04.396-=?===

s K K n N N

cn τωω

电流环传递函数简化条件为：

cn i I s s T K ω>==--∑117.630037

.014.1353131，满足近似条件。 转速环小时间常数近似处理条件为：

cn on I s s T K ω>==--11

37.35012

.014.1353131，满足近似条件。

3.3.5 计算调节器的电阻和电容值

按所用运算放大器取Ω=k R 400，则

Ω=Ω?==k k R K R n n 4384095.100，取440k Ω

F F R C n

n

n μτ1977.010440097

.03

=?=

=

，取F μ2.0

F F F R T C on on μ1102.110

4001.0446

30=?=??==

-，取F μ1 按退饱和超调量的计算方法计算调速系统空载启动到额定转速时的转速超调量：

%

9.816.00174

.01500132.085

.25.172812.02))((

2*max =?????=?-?=∑m

n

N b n T T n n z C C λσ

h

3 4 5 6 7 8 9 10 σ 52.6% 43.6% 37.6% 33.2% 29.8% 27.2% 25.0% 23.3% T t r /

2.40 2.65 2.85

3.0 3.1 3.2 3.3 3.35 T t s /

12.15 11.65 9.55 10.45 11.30 12.25 13.25 14.20 k

3

2

2

1

1

1

1

1

表2 典型II 型系统阶跃输入跟随性能指标

4 系统主电路设计

4.1 主电路原理及说明

逻辑无环流可逆直流调速系统的主电路如下图所示

:

图5 逻辑无环流可逆直流调速系统主电路

两组桥在任何时刻只有一组投入工作（另一组关断），所以在两组桥之间就不会存在环流。但当两组桥之间需要切换时，不能简单的把原来工作着的一组桥的触发脉冲立即封锁，而同时把原来封锁着的一组桥立即开通，因为已经导通的晶闸管并不能在触发脉冲取消的一瞬间立即被关断，必须待晶闸管承受反压时才能关断。如果对两组桥的触发脉冲的封锁和开放同时进行，原先导通的那组桥不能立即关断，而原先封锁着的那组桥已经开通，出现两组桥同时导通的情况，因没有环流电抗器，将会产生很大的短路电流，把晶闸管烧毁。为此首先应是已导通的的晶闸管断流，要妥当处理主回路中的电感储存的一部分能量回馈给电网，其余部分消耗在电机上，直到储存的能量释放完，主回路电流变为零，使原晶闸 管恢复阻断能力，随后再开通原来封锁着的那组桥的晶闸管，使其触发导通。

4.2 主电路参数计算

U d =2.34U 2cos α

U d =U N =220V, 取α=0° U 2=V U d 0171.9434

.2220

0cos 34.2==

I dmin =(5%-10%)I N ,这里取10% 则 L=0.693mH I U d 2308.375

.171.00171

.94693.0min 2=??=?

0067.0150010*

===N nm n U α A V I U dbl im 0232.0287

5.110=?==*β

晶闸管参数计算：

对于三相桥式整流电路，晶闸管电流的有效值为：

d d VT I I I I 577.03

1

2==

= 则晶闸管的额定电流为：

A A I I I d VT

AV VT 616.105287368.0368.057

.1)(=?===

取1.5~2倍的安全裕量，A I AV VT 200)(=

由于电流连续，因此晶闸管最大正反向峰值电压均为变压器二次线电压峰值，即：

V U U U RM FM 26656.10845.245.22=?===

取2~3倍的安全裕量，V U VT 600=

4.3 保护电路设计

在主电路变压器二次侧并联电阻和电容构成交流侧瞬态过电压保护及滤波，晶闸管并联电阻和电容构成关断缓冲。 4.3.1 过电流保护电路设计

过电流保护可以通过电流互感器检测输入电流的变化，与给定值进行比较，当达到设定值时发出过流信号到逻辑控制器，再由逻辑控制器来封锁触发脉冲，实现过流保护。过流保护电路如下图所示。

图6 过流保护电路

4.3.2 过压流保护电路设计

过压保护是在直流电动机的电枢两端并上电压取样电阻，当电压值超过设定

值时，发出过电压信号，经过电平转换后送到逻辑控制器，由逻辑控制器封锁触发脉冲。

4.4 触发电路设计

触发电路采用集成移相触发芯片TC787，与TCA785及KJ（或KC）系列移相触发集成电路相比，具有功耗小、功能强、输入阻抗高、抗干扰性能好、移相范围宽、外接元件少等优点。只需要一块这样的集成电路，就可以完成三块TCA785与一块KJ041、一块KJ042器件组合才能具有的三相移相功能。TC787的原理框图如图7所示。

图7 TC787原理框图

由图可见：在它的内部集成了三个过零和极性检测单元、三个锯齿波形成单元、三个比较器、一个脉冲发生器、一个抗干扰锁定电路、一个脉冲形成电路、一个脉冲分配及驱动电路。

引脚18、l、2分别为三相同步电压Va、Vb、Vc输人端。

引脚16、15和14分别为产生相对于A、B和C三相同步电压的锯齿波充电电容连接端。电容值大小决定了移相锯齿波的斜率和幅值。

引脚13为触发脉冲宽度调节电容Cx，该电容的容量决定着TC787输出脉冲的宽度，电容的容量越大，输出脉冲宽度越宽。

引脚5为输出脉冲禁止端，该端用来在故障状态下封锁TC787的输出，高电

平有效。

引脚4为移相控制电压输入端。该端输入电压的高低，直接决定着TC787输出脉冲的移相范围。

引脚12、10、8、9、7和11是脉冲输出端。其中引脚12、10和8分别控制上半桥臂的A、B、C相晶闸管；

引脚9、7和11分别控制下半桥臂的A、B和C相晶闸管。正组晶闸管触发电路原理图如图8所示，反组的与正组相同。

图8 正组触发电路原理图

4.5 无环流逻辑（DLC）装置的设计

4.5.1 电平检测器

U，二逻辑装置的输入有两个：一是反映转矩极性信号的转速调节器输出*

i

U，他们都是连续变化的模拟量，而逻是来自电流检测装置反映零电流信号的

0i

辑运算电路需要高、低电位两个状态的数字量。电平检测器的任务就是将模拟量转换成数字量，也就是转换成“0”状态（将输入转换成近似为V

0输出）或“1”状态（将输入转换成近似为V

输出）。

15

采用射极偶合触发器作电平检测器。为了提高信号转换的灵敏度，前面还加了一级差动放大和一级射极跟随器。

图9 电平检测器原理图

电平检测器的输入输出特性如图6所示，具有回环特性。由于转速调节器的输出和电流检测装置输出都具有交流分量，除入口有滤波外，电平检测需要具有一定宽度的回环特性，以防止由于交流分量使逻辑装置误动作，本系统电平检测回环特性的动作电压mV U r 1001=，释放电压mV U r 802=。调整回环的宽度可通过改变射极偶合触发器的集电极电阻实现。

图10 电平检测器输入输出特性

转矩极性鉴别器的输入信号为转速调节器的输出*i U ，其输出为T U 。电机正转时*i U 为负，T U 为低电位（“0”态），反转时*i U 为正，T U 为高电位（“1”态）。零电流检测器的输入信号为电流检测装置的零电流信号0i U ，其输出为I U 。

有电流时0i U 为正，I U 为高电位（“1”态），无电流时0i U 为0，I U 为低电位（“0”

态）。

4.5.2 逻辑运算器

电路的输入是转速极性鉴别器的输出T U 和零电流检测器输出I U 。系统在各种运行状态时，T U 和I U 有不同的极性状态（“0”态或“1”态），根据运行状态的要求经过逻辑运算电路切换其输出去封锁脉冲信号的状态（“0”态或“1”态），由于采用的是锗管触发器，当封锁信号为正电位（“1”态）时脉冲被封锁，低电位（“0”态）时脉冲开放。利用逻辑代数的数学工具，可以设计出具有一定功能的逻辑运算电路。

设正转时*i U 为负，T U 为“0”；反转时*i U 为正，T U 为“1”；有电流时*

i U 为正，I U 为“1”；无电流时*i U 为负，I U 为“0”。

1U 代表正组脉冲封锁信号，1U 为“1”时脉冲封锁，1U 为“0”时脉冲开放。 2U 代表反组脉冲封锁信号，2U 为“1”时脉冲封锁，2U 为“0”时脉冲开放。

T U 、I U 、1U 、2U 表示“1”，T U 、I U 、1U 、2U 表示“0”。

按系统运行状态，可列出各量要求的状态，如表4所示，并根据封锁条件列出逻辑代数式。

根据正组封锁条件： 2221U U U U U U U U U U I T I T I T ++= 根据反组封锁条件：1112U U U U U U U U U U I T I T I T ++= 运 行 状 态 T U

I U

1U

2U

正向起动，I=0 0 0 0 1 正向运行，I 有 0 1 0 1 正向制动，I 有 1 1 0 1 正向制动，I=0 1 0 1 0 反向起动，I=0 1 0 1 0 反向运行，I 有 1 1 1 0 反向制动，I 有 0 1 1 0 反向制动，I ＝0

1

表5 逻辑判断电路各量要求的状态

逻辑运算电路采用分立元件，用或非门电路较简单，故将上述式子最小化，最后化成或非门的形式。

)

()()(222221I T I T I T T I T T U U U U U U U U U U U U U U U U ++=+=+=+=

)(1112I T T I T T U U U U U U U U U U +=+=)(1I T U U U +=)(1T I U U U ++=

根据上述式子可画得逻辑运算电路，如图11所示，它由四个或非门电路组成。依靠它来保证两组整流桥的互锁，并自动实现零电流时相互切换。

图11 逻辑运算电路

现举例说明其切换过程，例如，整流装置原来正组工作，这时逻辑电路各点状态如图8中“1”、“0”所示。

图12 或非门电路

现在要求整流装置从正组切换到反组，首先是转矩极性信号改变极性，

T U 由“0”变到“1”，在正组电流未衰减到0以前，逻辑电路的输出仍维持原状（1U 为“0”，正组开放。2U 为“1”，反组封锁）。只有当正组电流衰减到零，零电流检测器的状态改变后，逻辑电路输出才改变状态，实现零电流切换，采用锗二

极管2AP13和硅开关三极管3DK4C 是为了减小正向管压降。 4.5.3 延时电路

前面的逻辑运算电路保证零电流切换，但仅仅采用零电流切换是不够的。因为零电流检测装置的灵敏度总是有限的，零电流检测装置变成“0”态的瞬间，不一定原来开放组的晶闸管已经

断流。因此必须在切换过程中设置两段延时即封锁延时和开放延时，避免由于正反组整流装置同时导通而造成短路。根据这个要求，逻辑装置在逻辑电路后面接有延时电路。

图13 延时电路

延时电路如图9所示，其工作原理如下：当延时电路输入为“0”时，输出亦为“0”态（1BG 截止、2BG 导通），相应的整流桥脉冲开放。当输入由“0”变为“1”时，电容C 经1R 充电，经一定延时后，1BG 导通，2BG 截止，即输出由“0”延时变“1”。相应的整流桥脉冲延时封锁。其延时时间由C R 1决定，这里整定为ms 3。当输入出“1”变“0”时，电容C 的电荷要经过2R 和1BG 基射极回路放电，经一定延时后，1BG 截止，2BG 导通，即输出由“1”延时变“0”。相应的整流桥脉冲延时开放。其延时时间由2CR 参数决定，这里整定为ms 10，这样就满足了“延时ms 3封锁”、“延时ms 10开放”的要求。

4.5.4 逻辑保护电路

逻辑电路正常工作，两个输出端总是一个高电位，一个低电位，确保任何时候两组整流一组导通，另一组则封锁。但是当逻辑电路本身发生故障，一旦两个输出端均出现低电位时，两组整流装置就会同时导通而造成短路事故。为了避免这种事故，设计有逻辑保护环节，如图所示。

图14 逻辑保护装置结构图

逻辑保护环节截取了逻辑运算电路经延时电路后的两个输入信号作为一个或非门的输入信号。当正常工作时，两个输入信号总是一个是高电位，另一个是低电位。或非门输出总是低电位，它不影响脉冲封锁信号的正常输出，但一旦两个输入信号均为低电位时，它输出一个高电位，同时加到两个触发器上，将正反两组整流装置的触发脉冲全部封锁了，使系统停止工作，起到可靠的保护作用。

由电平检测、逻辑运算电路、延时电路、逻辑保护四部分就构成了无环流逻辑装置。其结构如图所示。

图15 无环流逻辑装置结构图