(推荐)电压、电流控制模式

电流控制实际上一般是控制电感的电流.此时电感相当于一个内阻很大的电流源.由于要很快的跟踪直流电流,所以电流环速度很快.电压环控制的是输出电容上的电压,是外环.响应速度一般较慢.

在实际应用过程中,由于直接检测电感电流有时比较困难而且成本较高,所以检测开关管的峰值电流作为变通的方法.不过需要加入谐波补偿才能稳定.

电流模式DC-DC会有两个反馈回路控制输出电压稳定--

内环即电流反馈回路,外环即电压反馈回路.

斜坡补偿是为了消除PWM占空比大于50%的条件下,电流环

出现的压谐波振荡现象,而在电流环反馈回路叠加一个正斜率

的补偿信号,或是在电压环反馈回路叠加一个负斜率的补偿信号....

电流环的带宽一定要大于电压环的带宽.

1,他们的区别主要是采样电流比较的对象不同

2,电压控制模式采样电流是与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较

3,电流控制模式采样电流是一个变化的其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号比较,然后得到PWM脉冲关断时刻.因此(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度,而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小,然后间接地控制PWM脉冲宽度.(其实电流控制模式又分为峰值电流模式和平均电流模式)

关于电流型(峰值)控制,它的斜率补偿从某种程度上说,是引入了一些电压型控制特点.所以加了斜率补偿的电流型控制方法(峰值)实际上是一种混合体.加入斜率补偿注入的三角波完全遮蔽了采样电流,那么就是电压型控制了.如果在电压型控制芯片的三角波里边注入了电流信号,那就带有电流型控制的特点了,不过由于电压型控制的三角波还兼具CLK的共用,所以那样会改变频率……

电压模式

误差电压同三角波比较,结果控制占空比.

电流模式

电流同误差电压比较,控制占空比.电流模式对振荡器斜率没有要求,振荡器主要是产生CLK 复位芯片内部的触发器用的.

电压模式的振荡器除了产生CLK外,还要产生波形质量很好的三角波供PWM单元使用.

所谓的电流型或者电压型问题实质上是讨论的 PWM 的调制策略.此时还没有反馈还存在,所以是讨论的开环特性.并且这种控制策略可以和不同的拓扑结合,比如电流型正激,电压型反激(尽管几乎见不到,但是理论上是存在的.)电流型半桥(峰值电流是不适合半桥拓扑的,所以这里用的是平均电流型拓扑).

峰值电流的控制机理是：在每个周期，由电压控制外环输出控制电压VC，它为本周期的电感电流瞬时值设定了的最大值。电压控制外环根据负载和输入电池电压状态设定本周期的电感电流峰值，电流控制内环将设定的电感电流峰值与实际的电感电流瞬时值作比较，系统根据此比较结果调整开关管关断的时刻，从而实现对电感中峰值电流的控制。

根据它的机理，我是否可以这样理解：外环电压控制得到一个电压值Vc，如果电流峰值经过放大后没有达到Vc，那么这个电压值就直接送到脉宽调节器（我用的是SG3525,）从而实现脉宽调节，自动调节到我所想要的电压。如果检测到的峰值电流经过放大后大于限定值Vc，那么就关断PWM输出。

请各路大侠指教，我这样理解是否正确，如不正确，请多多指点。

（注：专业文档是经验性极强的领域，无法思考和涵盖全面，素材和资料部分来自网络，供参考。可复制、编制，期待你的好评与关注）

开关电源拓扑电压模式与电流模式的比较

开关电源拓扑电压模式与电流模式的比较作者：罗伯特.曼诺 Unitrode公司的IC公司拥有自成立以来一直活跃在前沿的发展控制电路来实现国家的最先进的级数在电源技术。在多年来许多新产品已推出使设计人员能够在易于应用新的创新电路拓扑结构。由于每一种新的拓扑声称提供改进过的这以前是可用的，它是合理的期望一些混乱将与引进的UCC3570的生成 - 一种新的电压模式控制器介绍我们告诉了近10年后世界上目前的模式是这样的优越方法。但事实却是，没有一个统一的拓扑结构是最适合所有的应用程序。此外，电压模式控制如果更新了现代化的电路和工艺的发展 - 大有作为今天的高性能用品的设计师和是一个可行的竞争者为电源设计人员的重视。要回答的问题是，它的电路拓扑结构最好是为一个特定的应用程序时，必须从的每一种方法的两个优点和缺点的认识。下面的讨论尝试这样做以一致的方式为这两个电源的控制算法。电压模式控制这是用于在第一开关的方法调节器的设计和它服务的行业以及为多年本电压模式配置。这种设计的主要特点是:有一个单一的电压反馈路径，以脉冲宽度调制，通过比较所执行的以恒定的倾斜波形电压误差信号。电流限制必须分开进行。电压模式控制的优点有： 1．单个反馈回路更易于设计和分析。 2．大振幅锯齿波为一个稳定的调制过程提供良好的噪声容限。 3. 低阻抗功率输出为多路输出电源提供更佳交叉调整。电压模式控制的缺点： 1.任何改变线路或负载必须首先被检测作为输出的变化，然后由校正反馈回路。这通常意味着响应速度慢。 2.输出滤波器将两个极点的控制循环要求无论是占主导地位的极低频滚降在误差放大器或在补偿加零。 3.补偿是通过进一步复杂化，即环增益随输入电压而变化。电流模式控制上述的缺点是相对显著，因为，设计师们在它的介绍非常积极地考虑所有被缓解电流模式控制这种拓扑结构。如可以看到的从图2中，基本电流模式的图控制使用振荡器只能作为一个固定频率时钟和斜坡波形被替换为从输出电感电流产生的信号。而这种控制技术提供的优点包括以下内容： 1. 由于电感电流上升与输入电压 - 武定一个斜坡，这个波形会回应马上到线电压的变化，消除双方的延迟反应和增益变化与输入电压变化。 2. 由于误差放大器现在用命令的输出电流而不是电压，输出电感的影响被最小化现在的过滤器只提供一个单极到反馈回路（至少在感兴趣的正常区域）。这允许在可比的电压模式电路更简单补偿和更高的增益带宽。 3. 电流模式电路额外的好处包括固有的脉冲逐脉冲限流仅仅通过钳位误差放大器的命令，当多个功率单元并联共享以及提供方便的负荷。而改进提供了电流模式令人印象深刻的是，这项技术在设计过程中还带有其独特的一套必须解决的问题。一些这些清单已概述如下：

分析电流控制型开关电源方案

分析电流控制型开关电源方案随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的发展空间。电压控制型开关电源会对开关电流失控，不便于过流保护，并且响应慢、稳定性差。与之相比，电流控制型开关电源是一个电压、电流双闭环控制系统，能克服电流失控的缺点，并且性能可靠、电路简单。据此，我们用UC3842芯片设计了一个电流控制型开关电源。为了提高输出电压的精度，系统没有采用离线式结构，而采用直接反馈式结构。本系统在设计上充分考虑了电磁兼容性和安全性，可广泛应用于

工业、家电、视听和照明设备。电流控制型开关电源的原理框图电流型控制是针对电压型控制的缺点而发展起来的，在保留了电压控制型的输出电压反馈控制部分外，又增加了一个电流反馈环节，其原理框如图1所示。图1 电流控制型开关电源的原理框图电流控制型开关电源是一个电压、电流双闭环控制系统，内环为电流控制环，外环为电压控制环。当U O变化导致UF变化，或I变化导致US变化时，从而改变UO，达到输出电压稳定的目的。电流型控制芯片UC3842 UC3842 采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8 个引脚，各脚功能如下：①脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性；②脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V 基准电压进行比较，产生误差电压，从而

TI开关电源中的平均电流模式控制中文版V1ERIC2007

TI slua079 Average current mode control of switching power supplies by Lloyd Dixon 版本日期译者Email 备注 1.0 2014/07/12 Eric Wen 文天祥eric.wen.tx@https://www.360docs.net/doc/f28951621.html, 初始版本开关电源中的平均电流模式控制关键词：电流模式控制, 平均电流模式控制, 峰值电流模式控制摘要:在开关电源中,电流模式控制(CMC)是通过检测及控制电感电流峰值来实现.但是这样会导致一些严重的问题,如容易受噪声干扰,需要斜坡补偿,并且峰值-平均电流之间的误差不能修正(因为其固有的低电流带宽增益).平均电流模式控制则可以消除以上问题,它通过控制电流(而非电感上的电流)来实现,这样的话极大拓宽了其应用范围. 绪论如图1所示,(峰值)电流模式控制是一个双环控制系统.电源的电感是被’隐藏’在电流内环之中.这样可以简化了电压外环的设计并同时带来了一些性能的提高.如:良好的动态响应等.电流内环的主要是目标是控制电感的状态空间平均电流,但是在实际中,却是控制电感的瞬时峰值电流.(在开关管通时,开关电流等于电感电流).如果电感电流纹波较小,此时峰值电流模式控制与平均电感电流控制模式等效. 图1 峰值电流模式控制电路及其波形在传统的开关电源中,如果是采用BUCK及其衍生拓扑的话,电感位于输出侧.电流模式控制实际即为输出电流控制.这样就带了一些性能上的好处.同时另一方面,在用于PFC的预调节的

BOOST电路中,电感位于输入端,电流模式控制即控制输入电流,这样可以方便地实现输入电流正弦波控制(即PFC功能). 峰值电流模式控制产生的问题对噪声敏感.此方法是通过电压外环设定的基准电流值,.当电感电流瞬间值达到预设值时,关断开关管.与预定的电流水平相比,电流斜坡是相对来说很小的.特别是当输入电压Vin是低压的时候.这样的结果是:这种控制方法极易受噪声影响.而在开关管每个导通期间都会产生一个噪声尖峰.部分噪声电压耦合进入控制回路并立即关掉开关管,这样就会导致出现次谐振工作模式(纹波很大).所以对于此种控制方法,PCB Layout及旁边设计至关重要. 需要斜坡补偿.当占空比大于0.5时,峰值电流模式天然存在不稳定性,这样会导致次谐波振荡.需要在比较器输入端加入一斜坡补偿(此斜坡/率等于电感电流下降斜率)来消除此种不稳定性.对于BUCK而言,电流下降的斜率为V o/L(V o为常数),所以斜坡补偿度是固定的而且可以计算出来,只是增加了设计的复杂度而已.但是对于高功率因数的BOOST电路,电感下降斜率为(Vin-V o)/L 因此需要补偿的量是随着输入电压变化的,并且变量化是相对比较大的(因为输入电压跟随整流正弦电压).如果采用一个固定的斜率补偿(这个补偿足够多),很多情况下有可能导致过补偿,带来的后果就是性能降低并增加(电流)畸变. 峰值与平均电流之间的误差.在传统的BUCK变换器中,这个误差一般不会导致什么十分严重的问题.这是因为电感电流纹波相对于满载时电感平均电流而言比较小,同时电压外环控制也可以消除这种误差. 在高功率功率BOOST电路中,这个误差则是十分可怕的.因为它对导致输入电流的畸变.当峰值电流跟随理想的正弦电流时,平均电流则不同.峰值-平均的误差在低电流时更糟糕,特别是在每个输入电流过零时(此时电流变成不连续状态).为了实现较低的电流畸变,峰值-平均之间的电流误差必须越小越好,这样需要一个很大的电感来平滑电流.这个大电感又会让电感电流斜率变得缓慢进一步恶化原来脆弱的抗噪声干扰能力. 拓扑问题.传统的峰值电流模式控制实际上是控制电感电流,当它用于类BUCK拓扑时(输出电流即为电感电流)最为有效.对于反激或是BOOST拓扑而言,电感并不是位于输出端而位于输入端,如果采用峰值电流模式控制,实际是一个”错误的”电流控制,这样峰值电流模式控制的优势就消失殆尽. 同样的,BOOST电路由于电感位于输入端,这样就可以用来控制输入电流以实现高功率因数.但是BUCK/反激则不能够这样控制,因为电感不在输入侧(这样也会导致’错误的’电流控制). 平均电流模式控制峰值电流模式控制是直接比较实际电感电流与设计的电流值(通过电压外环设定),由于这个电流内环增益很低所以并不会十分准确. 参考图2,平均电流模式控制可以克服这些缺点,它是通过在电流环里引入一个高增益的集成电流运放来实现.采样电阻Rs上的电压反映出真实的电感电流, 这个差异(或是说电流误差) 通过放大并与一个幅值很大的锯齿波相比较. 电流环的增益宽带可以通过优化电流误差放大器周边的补偿网络来实现最佳性能.与峰值电流模式相比,电流环的增益穿越频率fc可以近似相同,但是在低频下平均模式的增益远远大于峰值电流模式. 结果是: 1.平均电流是与设定电流精确跟随.这对于功率因数校正电流特别重要, 可以使用一个相对小的电感并可以减少3%的谐波失真.实际上, 当变换器进入断续工作模式(此时电流/功率小),此时平均电流模式仍然工作良好.外环电压控制回路是对这种模式的改变是不知

对一个简单的峰值电流限制进行改进方法

对一个简单的峰值电流限制进行改进方法故障保护是所有电源控制器都有的一个重要功能。几乎所有应用都要求使用过载保护。对于峰值电流模式控制器而言，可以通过限制最大峰值电流来轻松实现这个功能。在非连续反向结构中，为峰值电流设置限制可最终限制电源从输入源获得的功率。但是，限制输入功率不会限制电源的输出电流。如果出现过载故障时输入功率保持不变，则随着输出电压下降，输出电流增加（P=V*I）。发生短路故障时，这会让输出整流器或者系统配电出现难以接受的高损耗。本文利用一些小小的创新和数个额外组件，为您介绍如何对一个简单的峰值电流限制进行改进，将电源变为一个恒定电流源，而非一个恒定功率源。图1对比了理想输出电压与恒定功率和恒定电流限制的电流。这两种情况下，过载故障保护都在120%最大额定负载时起作用。在一个使用功率限制的系统中，输出电流随负载增加电压反向而增加。在现实系统中，有功率限制的反向控制器会在某个点关闭，原因是控制器的偏压损耗。相比之下，一旦超出过载阈值，有电流限制的系统便会立刻关闭。可以通过直接检测隔离边界二次侧的负载电流，实现电流限制。但是，这样做需要使用更多的电路，效率降低，而且成本一般会高得离谱。图2 显示了移动设备充电器所使用的一个5V/5W 非连续反向电源的原理图。在范例中，我们使用了UCC28C44 控制器，它是大多数经济型峰值电流模式控制器的代表，拥有功率限制功能。在非连续反向结构中，如果忽略效率影响，可使用方程式1 计算负载功率（P）的大小。由于变压器电感（L）和开关频率（f）均固定不变，因此可以通过控制峰值一次电流（IPK）对输出电压（VOUT）进行调节。随着输出电流（IOUT）增加，电压开始下降，但是反馈环路要求更高的峰值电流来维持电压调节。在反向转换器内部，引脚1（COMP）的反馈电压与峰值电流比较。通过R15 检测该峰值

电压电流反馈控制模式

电压、电流的反馈控制模式现在的高频开关稳压电源主要有五种PWM反馈控制模式。电源的输入电压、电流等信号在作为取样控制信号时，大多需经过处理。针对不同的控制模式其处理方式也不同。下面以由VDMOS开关器件构成的稳压正激型降压斩波器为例，讲述五种PWM反馈控制模式的发展过程、基本工作原理、电路原理示意图、波形、特点及应用要｀氪，以利于选择应用及仿真建模研究。（1）电压反馈控制模式电压反馈控制模式是20世纪60年代后期高频开关稳压电源刚刚开始发展而采用的一种控制方法。该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今仍然在工业界被广泛应用。如图1（a）所示为Buck降压斩波器的电压模式控制原理图。电压反馈控制模式只有一个电压反馈闭环，且采用的是脉冲宽度调制法，即将经电压误差放大器放大的慢变化的直流采样信号与恒定频率的三角波上斜坡信号相比较，经脉冲宽度调制得到一定宽度的脉冲控制信号，电路的各点波形如图1（a）所示。逐个脉冲的限流保护电路必须另外附加。电压反馈控制模式的优点如下。 ①PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声裕量。 ②占空比调节不受限制。 ③对于多路输出电源而言，它们之间的交互调节特性较好。 ④单一反馈电压闭环的设计、调试比较容易。 ⑤对输出负载的变化有较好的响应调节。电压反馈控制模式的缺点如下。 ①对输入电压的变化动态响应较慢。当输入电压突然变小或负载阻抗突然变小时，因为主电路中的输出电容C及电感L有较大的相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后，而输出电压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才能传至PWM比较器将脉宽展宽。这两个延时滞后作用是动态响应慢的主要原因。 ②补偿网络设计本来就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化的现象使其更为复杂。 ③输出端的LC滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点低频衰减，或者增加一个零点进行补偿。 ④在控制磁芯饱和故障状态方面较为麻烦和复杂。改善及加快电压模式控制动态响应速度的方法有两种：一种是增加电压误差放大器的带宽，以保证其具有一定的高频增益。但是这样容易受高频开关噪声干扰的影响，需要在主电路及反馈控制电路上采取措施进行抑制或同相位衰减平滑处理。另一种是采用电压前馈控制模式。电压前馈控制模式的原理图如图1（b）所示。用输入电压对电阻、电容（Rt、Ctt）充电，以产生具有可变化的上斜坡的三角波，并且用它取代传统电压反馈控制模式中振荡器产生的固定三角波。此时输入电压变化能立刻在脉冲宽度的变化上反映出来，因此该方法明显提高了由输入电压的变化引起的动态响应速度。在该方法中对输入电压的前馈控

电流型控制原理及特点分析

电流型控制原理及特点分析一、电流型控制原理及特点原理：电流型脉宽调制(PWM)控制器是在普通电压反馈PWM 控制环内部增加了电流反馈的控制环节,因而除了包含电压型PWM 控制器的功能外,还能检测开关电流或电感电流,实现电压电流的双环控制。控制原理框图如下图(图1)所示。图1 双环电流型控制器原理图从图1 可以看出,电流型控制器有两个控制闭合环路:一个是输出电压反馈误差放大器A,用于与基准电压比较后产生误差电压;另一个是变压器初级(电感)中电流在Rs 上产生的电压与误差电压进行比较,产生调制脉冲的脉宽,使得误差信号对峰值电感电流起着实际控制作用。系统工作过程如下:假定输入电压下降,整流后的直流电压下降,经电感延迟使输出电压下降,经误差放大器延迟Vca 上升,占空比变化,从而维持输出电压不变,在电流环中电感的峰值电流也随输入电压下降,电感电流的斜率di/dt 下降,导致斜坡电压推迟到达Vca,使PWM 占空比加大,起到调整输出电压的作用。由于既对电压又对电流起控制作用,所以控制效果较好在实际中得到广泛应用。特点： a)由于输入电压Vi 的变化立即反映为电感电流的变化,不经过误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度(电流控制环),因而使得系统的电压调整率非常好,可达到 0.01%V, 能够与线性移压器相比。 b)由于双环控制系统内在的快速响应和高稳定性,反馈回路的增益较高,不会造成稳定性与增益的矛盾,使输出电压有很高的精度。 c)由于Rs 上感应出峰值电感电流,只要Rs 上电平达到1V,PWM 控制器就立即关闭,形成逐个脉冲限流电路,使得在任何输入电压和负载瞬态变化时,功率开关管的峰值电流被控制在一定范围内,在过载和短路时对主开关管起到有效保护。 d)误差放大器用于控制,由于负载变化造成的输出电压变化,使得当负载减小时电压升高的幅度大大减小,明显改善了负载调整率。 e)由于系统的内环是一个良好的受控电流放大器,所以把电流取样信号转变成的电压信号和一个公共电压误差放大器的输出信号相比较,就可以实现并联均流,因而系统并联较易实现。二、峰值电流控制与平均电流控制的比较峰值电流模式控制和平均电流模式控制相比主要具有以下缺点:

逆变器的两种电流型控制方式

逆变器的两种电流型控制方式摘要：研究分析了逆变器的两种双环瞬时反馈控制方式——电流型准PWM控制方式和三态DPM电流滞环跟踪控制方式，介绍其工作原理，分析比较其动态和静态性能，并给出具体实现电路及系统仿真结果。关键词：PWM逆变器功率变换器控制 On Two Types of Current Programmed Control Topologies for Inverters Abstract:This paper presents a comparative study on two types of current programmed instant control modes for inverters, PWM and hysteresis type.Principle, static and dynamic performance are discussed. Realization circuits and simulation results are presented. Keywords:PWM, Inverter, Power converter, Control 中图法分类号：TN86文献标识码：A文章编号：0219 2713(2000)12－642－03 电流型双环控制技术在DC/DC变换器中广泛应用，较单电压环控制可以获得更优良的动态和静态性能[3]。其基本思路是以外环电压调节器的输出作为内环电流给定，检测电感(或开关)电流与之比较，再由比较器的输出控制功率开关，使电感和功率开关的峰值电流直接跟随电压调节器的输出而变化。如此构成的电流、电压双闭环变换器系统瞬态性能好、稳态精度高，特别是具有内在的对功率开关电流的限流能力。逆变器(DC/AC变换器)由于交流输出，其控制较DC/DC变换器复杂得多，早期采用开关点预置的开环控制方式[1]，近年来瞬时反馈控制方式被广泛研究，多种各具特色的实现方案被提出，其中三态DPM(离散脉冲调制)电流滞环跟踪控制方式性能优良，易于实现。本文将电流型PWM控制方式成功用于逆变器控制，介绍其工作原理，与电流滞环跟踪控制方式比较动态和静态性能，并给出仿真结果。 1三态DPM电流滞环跟踪控制方式电流滞环跟踪控制方式有多种实现形式[1，2，4，5]，其中三态DPM电流滞环跟踪控制性能较好且易于实现[1]。参照图1，它的基本工作原理是：检测滤波电感电流iL，产生电流反馈信号if。if与给定电流ig相比较，根据两个电流瞬时值之差来决定单相逆变桥的4个开关在下一个开关周期中的导通情况：ig－if>h时（h见图1，为电流滞环宽度，可按参考文献[1]P64式5 2选取）S1、S4导通，UAB=＋E，＋1状态；ig－if－h时S2、S3导通，UAB="－"E，－1状态；|ig－if|h时S1、S3或S2、S4导通，UAB="0，"0状态。两个D触发器使S1～S4的开关状态变化只能发生在周期性脉冲信号CLK(频率2f)的上升沿，也就是说开关点在时间轴上是离散的，且最高开关频率为f。仿真和实验表明，iL正半周，逆变器基本上在＋1和0状态间切换，而iL负半周，逆变器基本上在－1和0状态间切换，只有U0过零点附近才有少量的＋1和－1之间的状态跳变，从而使输出脉动减小。 2电流型准PWM控制方式

峰值电流控制优缺点

开关电源峰值电流模式控制PWM的优缺点近年来电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战，因为这种改善性能的电压模式控制加有输入电压前馈功能，并有完善的多重电流保护等功能，在控制功能上已具备大部分电流模式控制的优点，而在实现上难度不大，技术较为成熟。由输出电压VOUT 与基准信号VREF的差值经过运放（E/A）放大得到的误差电压信号 VE 送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜波比较，而是与一个变化的其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号 VΣ比较，然后得到PWM脉冲关断时刻。因此（峰值）电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。因为峰值电感电流容易传感，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同的峰值电感电流的大小可以对应不同的平均电感电流大小。而平均电感电流大小才是唯一决定输出电压大小的因素。电感电流下斜波斜率的至少一半以上斜率加在实际检测电流的上斜波上，可以去除不同占空比对平均电感电流大小的扰动作用，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流。因而合成波形信号VΣ要有斜坡补偿信号与实际电感电流信号两部分合成构成。当外加补偿斜坡信号的斜率增加到一定程度，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。因为若将斜坡补偿信号完全用振荡电路的三角波代替，就成为电压模式控制，只不过此时的电流信号可以认为是一种电流前馈信号。当输出电流减小，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。当处于空载状态，输出电流为零并且斜坡补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制就实际上变为电压模式控制了。峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时快速的，是按照逐个脉冲工作的。功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC 储能电路。峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。以下是开关电源峰值电流模式控制PWM的优缺点：峰值电流模式控制PWM的优点是： ①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快； ②控制环易于设计； ③输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相妣美； ④简单自动的磁通平衡功能； ⑤瞬时峰值电流限流功能，内在固有的逐个脉冲限流功能； ⑥自动均流并联功能。峰值电流模式控制PWM的缺点是： ①占空比大于50%的开环不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差。 ②闭环响应不如平均电流模式控制理想。 ③容易发生次谐波振荡，即使占空比小于50%，也有发生高频次谐波振荡的可能性。因而需要斜坡补偿。 ④对噪声敏感，抗噪声性差。因为电感处于连续储能电流状态，与控制电压编程决定的电流电平相比较，开关器件的电流信号的上斜波通常较小，电流信号上的较小的噪声就很容易使得开关器件改变关断时刻，使系统进入次谐波振荡。 ⑤电路拓扑受限制。

高性能电流模式PWM控制器MXT7208

High Precision CC/CV Primary-Side PWM Power Switch GENERAL DESCRIPTION is a high performance offline PWM Power switch for low power AC/DC charger and adapter applications. It operates in primary-side sensing and regulation. Consequently, opto-coupler and TL431 could be eliminated. Proprietary Constant Voltage (CV) and Constant Current (CC) control is integrated as shown in the figure below. In CC control, the current and output power setting can be adjusted externally by the sense resistor Rs at CS pin. In CV control, multi-mode operations are utilized to achieve high performance and high efficiency. In addition, good load regulation is achieved by the built-in cable drop compensation. Device operates in PFM in CC mode as well at large load condition and it operates in PWM with frequency reduction at light/medium load. offers power on soft start control and protection coverage with auto-recovery features including Cycle-by-Cycle current limiting, VDD OVP, VDD clamp and UVLO. Excellent EMI performance is achieved with Power-Source proprietary frequency shuffling technique. High precision constant voltage (CV) and constant current (CC) can be achieved by FEATURES ?±5% Constant Voltage Regulation at Universal AC input ?High Precision Constant Current Regulation at Universal AC input ?Primary-side Sensing and Regulation Without TL431 and Opto-coupler ?Programmable CV and CC Regulation ?Adjustable Constant Current and Output Power Setting ?Built-in Secondary Constant Current Control with Primary Side Feedback ?Built-in Adaptive Current Peak Regulation ?Built-in Primary winding inductance compensation ?Programmable Cable drop Compensation ?Power on Soft-start ?Built-in Leading Edge Blanking (LEB)?Cycle-by-Cycle Current Limiting ?VDD Under Voltage Lockout with Hysteresis (UVLO)?VDD OVP ?VDD Clamp APPLICATIONS ?Low Power AC/DC offline SMPS for ?Cell Phone Charger ?Digital Cameras Charger ?Small Power Adapter ?Auxiliary Power for PC, TV etc.?Linear Regulator/RCC Replacement is offered in SOT23-6 package. Product Specification TYPICAL APPLICATION MXT7208MXT7208MXT7208 MXT7208 MXT7208

差分输出、电流模式DAC的参数和测量方法(精)

差分输出、电流模式DAC的参数和测量方法摘要：实现了一种全集成可变带宽中频宽带低通滤波器，讨论分析了跨导放大器-电容(OTA—C)连续时间型滤波器的结构、设计和具体实现，使用外部可编程电路对所设计滤波器带宽进行控制，并利用ADS软件进行电路设计和仿真验证。仿真结果表明，该滤波器带宽的可调范围为1～26 MHz，阻带抑制率大于35 dB，带内波纹小于0．5 dB，采用1．8 V电源，TSMC 0．18μm CMOS工艺库仿真，功耗小于21 mW，频响曲线接近理想状态。关键词：Butte 本文中，将以MAX5891 作为测量和规格说明的特例。但所介绍的参数和测量方法可以用于其他的差分输出、电流模式DAC。线性参数说明定义数据转换器线性精度主要有两个参数：积分(INL)和差分(DNL)非线性。INL 是输出传输函数和理想直线之间的偏差；DNL是转换器输出步长相对于理想步长的误差。可以采用两种方法之一对INL进行定义：(1)端点INL或(2)最佳拟合INL。端点INL是采用DAC传输函数端点测得的实际值计算转换器的线性度；最佳拟合INL则是计算传输函数的斜率获得INL的峰值。图1a. 端点积分非线性误差图1b. 最佳拟合积分非线性误差图1a和图1b以图形的形式显示了两种测试方法与给定传输函数之间的关系。注意，两种情况中，DAC传输函数曲线的数值和形状都一样。还要注意，图1a 的端点线性度有较大的正INL，而没有负误差。采用图1b所示的最佳拟合方法，将部分正误差转移到直线的负侧，以降低报告的最大INL。注意，线性度误差总量和直线计算结果相同。 DNL定义理解起来要难一些，确定最低有效位(LSB)的权值会影响DNL。DAC中需要考虑DNL没有小于-1 LSB的编码。小于这一电平的DNL误差表明器件是非

30kW电流模式PWM控制的DCDC功率变换器

华　伟　1965年生,1990 年获北京工业大学功率半导体器件专业工学硕士学位,副教授,从事新型电力电子器件应用及开关功率变换器的教学和科研工作。设计与研究 30k W 电流模式PWM 控制的 DC DC 功率变换器北方交通大学(北京100044) 华　伟摘　要:新型30k W 电流模式P WM 控制的功率变换器采用N PT -IGBT 器件,无需串联隔直防偏磁电容,使用有源斜坡补偿技术,效率达到90%,具有极好的动态响应、过流保护及模块均流并联性能,是一种具有极大功率扩容(可达到100k W )潜力并易于工程化实现的IGBT 功率变换器。关键词:电流模式　IGBT 全桥拓扑　开关模式整流器　变换器收修改稿日期:1999203215 30k W curren t m ode P WM con trolled DC DC power converter N o rthern J iao tong U n iversity (B eijing 100044) Hua W e i Abstract :P resen ted in the paper is a novel 30k W cu rren t mode P WM con tro lled pow er converter .T he converter ,of w h ich the efficiency reaches 90%,app lies N PT -IGBT device and an active slope compen sati on techno logy w ith no need to series connect a DC b lock ing and b ias 2p roof capacito r .It featu res excellen t dynam ic respon se ,over 2cu rren t p ro tecti on ,parallel modu le cu rren t equalizati on ,very h igh pow er expan si on po ten tial (as h igh as 100k W )as w ell as easy engineering realizati on . Key words :cu rren t mode ,IGBT ,fu ll 2b ridge topo logy ,S M R ,converter . 近年来,随着新型电力电子器件的飞速发展, 10k W 以上的直流功率变换器已从SCR 的低频相控整流器方式发展为IGB T 的高频DC DC 开关功率变换器方式。国外的DW A 、GEC -AL STON 、AD tranz 、ABB [1] 等公司也于近年研制出各自的IGB T DC DC 充电机,主要用于高速电气化列车及地铁列车。IGB T DC DC 充电机的重量、体积大幅度减小,性能明显改善,但要实现15k W ～200k W 的DC DC 高频开关功率变换,存在许多技术问题需要解决。下面根据30k W IGB T DC DC 充电机的研制情况,对有关技术问题进行分析研究。 1　主电路及控制方案 (1)主电路原理图不同的DC DC 功率变换器拓扑及PWM 控制方法可以构成许多不同的主电路及控制方案[2]。根据技术的成熟程度、工程化实现难度、装置的性能要求、系列化功率扩容考虑、长期可靠性要求等,在设计30k W IGB T DC DC 充电机时,选择了电流模式PWM 控制的全桥拓扑(无隔直电容)功率变换器方案。功率变换器的工作频率约为20kH z 。主电路原理如图1所示。其中C 2为母线单电容型snubber 电路,CT 为检测一次侧电流用的电流互感器。此一次侧电流信号用作电流模式PWM 反馈控制。图1　IGBT DC DC 充电机用功率变换器主电路原理图 (2)控制系统原理方框图控制系统原理如图2所示。这是一个由110V 输出电压控制的电压外环及电流互感器CT 所检测的一次侧电流内环构成的双闭环反馈系统。斜坡补偿电路是电流模式PWM 控制的大占空比双端开关电源电路是为防止次谐波振荡所必需的。反馈补偿网络用以控制电压反馈闭环的稳定性。A 、B 两路驱动信号分别提供给图1中的两路对角线IGB T V 1、V 3和V 2、V 4。 1999年第5期机车电传动№5,1999　 1999年9月10日EL ECTR I C DR I V E FOR LOCOM O T I V E Sep .10,1999

电流模式与电压模式

电源变换器中电流模式和电压模式相互转化 adlsong 摘要摘要：：本文先简单的介绍了电流模式和电压模式的工作原理和这两种工作模式它们各自的优缺点；然后探讨了理想的电压模式利用输出电容ESR 取样加入平均电流模式和通过输入电压前馈加入电流模式的工作过程。也讨论了电流模式在输出轻载或无负载时，在使用大的电感或在占比大于0.5加入斜坡补偿后，系统会从电流模式进入电压模式工作过程。关键词关键词：：电流模式，电压模式，转化，斜坡补偿 Mutual Variation between Current Mode and V oltage Mode in Power Supply Converter (AOS Semiconductor Co., Ltd., Shanghai 201203) Abstract: The operation principle and features of current mode and voltage mode are introduced in this paper. The converter at voltage mode will own good dynamic performances of current mode when current signal via ESR of output capacitance or input voltage forward feedback is imposed into control loop of voltage mode. The converter at current mode will go into cycle. Key words: 目前，电压模式和电流模式是开关电源系统中常用的两种控制类型。通常在讨论这两种工作模式的时候，所指的是理想的电压模式和电流模式。电流模式具有动态响应快、稳定性好和反馈环容易设计的优点，其原因在于电流取样信号参与反馈，抵消了由电感产生的双极点中的一个极点，从而形成单阶的系统；但正因为有了电流取样信号，系统容易受到电流噪声的干扰而误动作。电压模式由于没有电流取样信号参与反馈，系统也就不容易受到电流噪声的干扰。然而，在实际的应用中，通常看似为电压模式的开关电源系统，即系统没有使用电流取样电阻检测电流信号，但也会采用其它的方式引入一定程度的电流反馈，从而提高系统动态响，如：利用输出电容ESR 取样加入平均电流模式，通过输入电压前馈加入电流模式。另一方面，看似为电流模式的开关电源系统，在输出轻载或无负载时，系统会从电流模式进入电压模式。在使用大的电感时，或在占比大于0.5加入斜坡补偿后，系统会从电流模式向电压模式过渡。本文将讨论这些问题，从而帮助工程师在遇到系统不稳定的时候从理论上分析，找到解决问题的办法。 1 电压模式的工作原理电压模式的工作原理电压模式的控制系统如图1所示。反馈环路只有一个电压环，电压外环包括电压误差放大器，反馈电阻分压器和反馈补偿环节。电压误差放大器的同相端接到一个参考电压Vref，反馈电阻分压器连接到电压误差放大器反相端V FB ，反馈环节连接到V FB 和电压误差放大器的输出端V C 。输出电压微小的变化反映到V FB 管脚，V FB 管脚电压与参考电压的差值被电压误差放大器放大，然后输出，输出值为V C 。

DC-DC切换式稳压器中产生PWM讯号的电压和电流模式控制

DC-DC切换式稳压器中产生PWM讯号的电压和电流模式控制切换式DC-DC 电压转换器（稳压器）含有两个元件：控制器和功率级。功率级含有切换元件，能将输入电压转换成所需的输出。控制器会监控切换作业，调节输出电压。两者由回授回路连结，会将实际的输出电压与所需的输出进行比较，得到误差电压。控制器是电源供应器保持稳定和精密的关键，几乎所有的设计都采用脉宽调变(PWM) 技术进行调节。产生PWM 讯号的方法主要有两种：电压模式控制和电流模式控制。电压模式控制技术较早发明，但具有缺点，例如回应负载变化缓慢和回路增益会随着输入电压改变等，因此激励工程师开发以电流为基础的替代方法。目前工程师已经能选用多款采用这两种控制技术的电源模组。这些产品整合了技术，能克服之前产品的主要缺失。本文将说明在切换式稳压器中产生PWM 讯号的电压和电流模式控制技术，并说明各项应用的最佳用途。电压模式控制设计人员若要打造电源供应器，可选择离散式元件（参阅TechZone 文章《DC/DC 稳压器：如何在离散式和模组化设计中选择》）、个别控制器和功率元件，或是在单晶片上整合两者的电源供应器模组。但无论使用何种技术，调节功能都非常有可能会采用通常为固定频率的PWM 技术。（偏好采用恒定切换频率，因为可限制电源供应器产生的电磁干扰(EMI)。）在电压模式控制的稳压器中，PWM 讯号的产生系透过将控制电压(VC) 施加到比较器的其中一个输入，以及将时脉产生的固定频率锯齿形电压（Vramp 或PWM 斜波）施加到另一个输入（图1）。 Texas Instruments 的切换式稳压器PWM 产生器图片图1：切换式稳压器的PWM 产生器。 PWM 讯号的工作周期与控制电压成比例，并可决定切换元件的导通时间百分比，进而决定输出电压。控制电压系由实际输出电压以及所需输出电压（或参考电压）之间的差异求

开关电源中的电流型控制模式

開關電源中的電流型控制模式摘要：討論了開關電源中電流迴授控制模式的工作原理、優缺點，以及與之有關的斜波補償技術。關鍵詞：開關電源；電流型控制；斜波補償 1、前言 PWM型開關穩壓電源是一個閉迴路控制系統,其基本工作原理就是在輸入電壓、內部元件參數、外接負載等因素發生變化時，通過檢測被控制信號與基準信號的差值，利用差值調整主電路功率開關元件的導通脈波寬度，從而改變輸出電壓的平均值，使得開關電源的輸出電壓保持穩定。以開關電源中的降壓型變換為例（其它類型如正激型、推挽型等，均可由降壓型衍生得到），圖1表示了該變換器的主電路的基本拓撲結構。圖1降壓型開關電源根據選用不同的PWM控制模式，圖1電路中的輸入電壓U in、輸出電壓U o、開關功率元件電流(可從A 點取樣)、輸出電感電流(可從B或C點採樣)均可作為控制信號，用於完成穩壓調整過程。目前在開關電源中廣泛使用的控制方式是通過對輸出電壓或電流(功率開關元件或輸出電感上流過的電流)進行取樣，即形成2類控制方式：電壓控制模式與電流控制模式。

2電流控制模式的工作原理圖2為檢測輸出電感電流的電流型控制的基本原理圖。它的主要特點是：將取樣得到的電感電流直接回授去控制功率開關的責任週期，使功率開關的峰值電流直接跟隨電壓迴授電路中誤差放大器輸出的信號。從圖2中可以看出,與單一迴路的電壓控制模式相比,電流模式控制是雙閉迴路控制系統，外迴路由輸出電壓迴授電路形成，內迴路由電感器取樣輸出電感電流形成。在該雙迴路控制中，由電壓外迴路控制電流內迴路，即內迴路電流在每一開關週期內上升，直至達到電壓外迴路設定的誤差電壓閾值。電流內迴路是瞬時快速進行逐個脈衝比較工作的，並且監測輸出電感電流的動態變化，電壓外迴路只負責控制輸出電壓。因此電流型控制模式具有比起電壓型控制模式大得多的頻寬。圖2檢測輸出電感電流的電流型控制原理圖實際電路以單端正激型電源為例，如圖3所示。誤差電壓信號U e送至PWM比較器後，並不是像電壓模式那樣與振盪電路產生的固定三角波狀電壓斜波比較調寬，而是與一個變化的、峰值代表功率開關上的電流信號(由Rs上採樣得到)的三角狀波形信號(電感電流不連續)或矩形波上端疊加三角波合成波形信號(電感電流連續)比較，然後得到PWM脈衝關斷時刻。在電路中，電流的取樣通常使用一

峰值电流模式控制总结(完整版)

峰值电流模式控制总结 PWM (Peak Current-mode Control PWM) 峰值电流模式控制简称电流模式控制。它的概念在60年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。在70年代后期才从学术上作深入地建模研究。直至80年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路（UC3842、UC3846）的出现使得电流模式控制迅速推广应用，主要用于单端及推挽电路。近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。如图1所示，误差电压信号 Ue 送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的其比较，然后得到峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号U Σ PWM脉冲关断时刻。因此(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。图1采用斜坡补偿的BUCK电流型控制 1. 峰值电流模式控制PWM的优点: ①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快；峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流环。电流环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。功率级是由电流环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。在该双环控制中，电流环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。由于这些，峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。 ②虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电感电流发生变化。即误差电压决定电感电流上升的程度，进而决定功率开关的占空比。因此，可看作是一个电流源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度