过压保护电路图

过压保护电路

元器件选择：光电耦合器用4N25或类似品。三极管用***率管3BG12或3BG13均可。继电器触点选用5A以上。线圈工作电压可自定(5V以上至十几伏均可)。用发光二极管LED做续流管，可兼作指示器。需要动手改动的是电源，变压器初级按最大值380V计算(这里按初级380V有效值计算)，这样可确保相电压一旦等于线电压时，装置能正常工作而不致于损坏，次级电压根据继电器线圈工作电压确定，具体要求可参考整流电路的技术要求。

如图所示保护电路电路是利用光电耦合器的通断与否进行控制。电压正常时，光电耦合器几乎无输出，VT管被反偏而截止。当某种原因使电路电压升高时(零线断线或零线错接成相线等)，取样电路次级电压随之升高，光电耦合器满足工作条件。光耦输出电流增大，使VT管偏置电压升高并饱和导通，执行机构继电器动作吸合，切断电源进而达到保护电器的目的。若故障消除，电压随之正常，该电路立即退出工作，恢复电路供电。

MAX6495-MAX6499/MAX6397/MAX6398过压保护(OVP)器件用于保护后续电路免受甩负载或瞬间高压的破坏。器件通过控制外部串联在电源线上的n沟道MOSFET实现。当电压超过用户设置的过压门限时，拉低MOSFET的栅极，MOSFET关断，将负载与输入电源断开。

过压保护器件数据资料中提供的典型电路可以满足大多数应用的需求(图1)。然而，有些应用需要对基本电路进行适当修改。本文讨论了两种类似应用：增大电路的最大输入电压，在过压情况发生时利用输出电容存储能量。

图1 过压保护的基本电路

增加电路的最大输入电压

虽然图1电路能够工作在72V瞬态电压，但有些应用需要更高的保护。因此，如何提高OVP器件的最大输入电压是一件有意义的事情。图2所示电路增加了一个电阻和齐纳二极管，用来对IN的电压进行箝位。如果增加一个三极管缓冲器(图3)，就可以降低对并联稳压器电流的需求，但也提高了设计成本。

图2 增大最大输入电压的过压保护电路

图3 功过三极管缓冲器增大输入电压的过压保护电路

齐纳二极管的选择，要求避免在正常工作时消耗过多的功率，并可承受高于输入电压最大值的电压。此外，齐纳二极管的击穿电压必须小于OVP的最大工作电压(72V)，击穿时齐纳二极管电流最大。

串联电阻(R3)既要足够大，以限制过压时齐纳二极管的功耗，又要足够小，在最小输入电压时能够维持OVP器件正常工作。

图2中电阻R3的阻值根据以下数据计算：齐纳二极管D1的击穿电压为54V;过压时峰值为150V，齐纳二极管的功率小于3W。根据这些数据要求，齐纳二极管流过的最大电流为：

3W/54V = 56mA

根据这个电流，R3的下限为：

(150V - 54V)/56mA = 1.7kW

R3的峰值功耗为：

(56mA)2 × 1.7kW = 5.3W

如果选择比5.3W对应电阻更小的阻值，则会在电阻和齐纳二极管上引起相当大的功率消耗。

为了计算电阻R3的上限，必须了解供电电压的最小值。保证MAX6495正常工作的最小输入电压为5.5V。例如，假设供电电压的最小值为6V，正常工作时R3的最大压降为500mV。由于MAX6495的工作电流为150mA(最大)，相应电阻的最大值为：

500mV/150mA = 3.3kW

图2中的R3设置为2kW，可以保证供电电压略小于6V时OVP器件仍可以正常工作。

注意，发生过压故障时，R3和D1(图2)需要耗散相当大的功率。如果过压条件持续时间较长(如几十毫秒以上)，图3所示电路或许更能胜任应用的要求。图中射极跟随器通过降低从R3与D1节点抽取的电流大大增加R3所允许的最大值。以b值为100的三极管为例，此时150mA的器件工作电流变成1.5mA。这种情况下，不能忽略5mA 的二极管反向漏电流。R3为10kW，因此，由于漏电流在R3上产生的压降会达到50mV。

在IN和GND间使用一个1mF (最小值)的陶瓷电容。确保器件的电压范围满足输入电压的要求，须注意MOSFET的VDS_MAX额定值。

利用输出端电容储能

发生过压时，典型应用电路能够对输出电容自动放电，以保护下游电路(图4)

图4典型的限压电路提供输出电容放电通道

有些应用需要利用输出电容储存能量，并且能够在瞬间高压的条件下继续维持下游电路的供电，利用图5电路可以达到这一目的。

图5带有输出电容储能功能的过压限制电路

MAX6495-MAX6499/MAX6397/MAX6398通过内部100mA的电流源连接到GATE输出，以对栅极电容和输出电容放电。电流源先对GATE放电(电流I1，绿色箭头)，直到GATE的电压等于OUTFB电压，然后断开FET，电流源继续降低GATE电压，最后，直到内部的箝位二极管变为正向偏置，对输出电容放电(电流I2, 红色箭头)。

如果OUTFB没有连接，则断开了通过箝位二极管放电的通路，不再对输出电容放电。然而，MOSFET的栅极就不再有保护箝位二极管，VGS_MAX有可能超出额定值。

在MOSFET源极和栅极之间增加一个外部箝位二极管(图5中的D1)可重新建立输出端与100mA恒流源之间的通路。在栅极和GATE引脚之间增加一个串联电阻(图5中的R3)，将会限制输出电容的放电电流，降低电流。限制放电电流的同时会增加电路的断开时间，也降低了电路对瞬态过压的响应速度。在串联电阻两端并联一个电容(图5中的C4)可以减轻对响应时间的影响，还可以选择使用电阻R4，避免OUTFB浮空。

如果将SET外部的分压电阻连接到输出端，而不是输入端(参考上述电路图)，使MAX6495-MAX6499/MAX6397/MAX6398工作在限幅模式，发生过压时，电路会定期地对输出电容进行充电。电容电压跌落到过压门限的滞回电压以下时，MOSFET导通，对电容充电;当电容电压达到过压门限时，MOSFET断开。

图6给出了MAX6495-MAX6499/MAX6397/MAX6398工作在过压监控模式的电路。输入电压经过电阻分压后连接到SET引脚，当输入过压时，断开MOSFET，并将一直维持断开状态，直到解除输入过压故障。

图6过压监测模式下的过压比较配置