开关电源实验指导
开关电源技术实验指导书
信息工程学院电气及自动化教研室
2００９.04．18
实验一电流控制型脉宽调制开关稳压电源研究
一.实验目的
1．掌握电流控制型脉宽调制开关电源的工作原理，特点与构成。
２．熟悉电流控制型脉宽调制芯片UC3842的工作原理与使用方法。
３．掌握开关电源的调试方法与参数测试方法。
二．实验内容
１．利用芯片UC38４２,连接实验线路,构成一个实用的开关稳压电源电路。
2．芯片UC3842的波形与性能测试
（1）开启与关闭阀值电压。
(2）锯齿波,包括周期、占空比、幅值等，并与理论值相比较。
(3）不同负载以及不同交流输入电压时的输出PWM波形,并与正确波形相对比。
(4）反馈电压端(即UＣ３8422号脚)与电源端（即７号脚）波形。
（5）输出PWＭ脉冲封锁方法测试。
3.开关电源波形测试
(１)GTR集电极电流与集-射极电压波形。
(2）变压器原边绕组两端波形。
（3）输出电压VＯ波形。
4．开关电源性能测试
（１)电压调整率(抗电压波动能力）测试。
(２)负载调整率(抗负载波动能力）测试。
(3)缓冲电路性能测试。
三．实验系统组成及工作原理
电源装置是电力电子技术应用的一个重要领域。其中高频开关式直流稳压电源由于具有效率高,体积小和重量轻等突出优点，获得了广泛的应用。
开关电源的控制电路可分为电压控制型和电流控制型。前者是一个单闭环电压控制系统，后者是一个电压、电流双闭环控制系统,电流控制型较电压控制型有不可比拟的优点。
具体实验原理可参见附录。
具体线路见图5—4。
四.实验设备和仪器
1．MCL-０8直流斩波及开关电源实验挂箱
2.双踪示波器
３.万用表
五.实验方法
电位器ＲP１和RP３都左旋到底。合上电源后,用示波器观察“7”与“１6”(锯齿波）及“10”与“16”(ＵC3842电源电压）波形，将RP2顺时针慢慢旋转，直到锯齿波刚产生为止,用万用表测出“10”与“16”之间电压,该电压即为开启阀值电压U T。
U T=
3.芯片UＣ3842的波形与性能测试
（1)
(2)不同直流输入电压时的输出PＷＭ波形。
开关电源工作后,用万用表测“1”与“16”端间电压，该电压即为直流输入电压V d,用示波器观察“12”与“16”及“7”与“1６”之间波形，然后将RP1顺时针慢慢旋转,边旋转边观察，并记录输出ＰWM波形的变化情况，一直观察到V d约减小２0％时止，同时测量Ｖd变化前后的“8”与“16”及“10”与“16”
(3)不同负载变化时的输出PWM波形
ＲＰ３左旋到底,观察波形同上。ＲＰ3顺时针慢慢旋转,边旋转边观察，并记录输出ＰＷM波形的变化情况,一直观察到该电位器顺时针旋转到底为止,这时候负载增大了约25%，同时测量负载变化前后的“8”与“16”及“10
(4)不同直流输入电压时的反馈电压端(8端)与电源端(10端)波形
减小直流输入电压V d,同时观察并记录8与1６及10与16间波形，直到Vｄ约减小20%时止，测试结束后，将ＲP1左旋到底。
（５）输出PWＭ脉冲封锁方法测试
a．改变3脚电压封锁输出脉冲，将“14”与“１5”断开，“5”与“1４”相连，电位器ＲP4左旋到底，用示波器观察“7”端锯齿波。将RP４顺时针慢慢旋转，直到锯齿波完全消失时止，测出“5”与“16”间电压，该电压即为3脚的输出脉冲封锁电压。
U3=
b．改变１脚电平封锁输出脉冲
“5”与“14”、“6”与“９”断开,“１4”与“15”、“5”与“9”相连,ＲP4右旋到底。观察波形同上,将RP4逆时针慢慢旋转,直到锯齿波完全消失时止,测出“5”与“16”间电压,该电压即为1脚的输出脉冲封锁电压。
U1=
４.开关电源波形测试
将“5”与“9”断开，“６”与“9”相连
（1）用示波器观察“１5”与“１6”及“2”与“１6”间波形。
(2)用示波器观察“１”与“2”间波形。
(３）用示波器观察输出电压ＶO波形。
5．开关电源性能测试
(1）电压调整率（抗电压波动能力）测试
调节R Ｐ1使Ｖd 减小20%，用万用表测量V ｄ改变前后的输出电压V O1和V Ｏ2，则电压调整率为
%1001
2
1?-O O O V V V 。
(2)负载调整率（抗负载波动能力）测试
将RP3左旋到底，用万用表测量输出电压（设为V O1)，再将RP3右旋到底（负载增加约2５%)，测量输出电压(设为V Ｏ2），则负载调整率为
%1002
1?-O O V V V 。
（3）缓冲电路性能测试
在开关S 1合上（Ｃ１+C 7=0.１０1μF ）与断开(Ｃ1=100０P)条件下，观察“２”与“16”间波形变化。
六．实验报告
1.列出开启阀值电压值以及3脚与1脚的脉冲封锁电压值。 2．画出UC3８42的4脚的锯齿波，并注明周期、幅值，占空比等。 3．画出所测的各点波形。
４．根据实际测量值,计算出电压调整率与负载调整率,并就这两个指标对实验系统这种类型的开关电源所适用的场合作出评价。
5．试分析直流输入电压Ｖｄ与负载变化时，开关电源的稳压调节过程。 ６.你对实验中一些感兴趣现象的分析。 ７．实验收获、体会和意见。
七.思考题
1．缓冲电路中的电阻R=２.２k Ω,您能否根据不同缓冲电容所观察的G ＴR 集-射极波形,分析如何合理地选用缓冲电阻与电容值。
2．有人为了简化电路,不用反馈绕组,而是将电容C 6增大,这时候系统能否稳定工作,为什么?
实验二直流斩波电路（Ｂｕｃｋ—Bｏost变换器)研究
一.实验目的
1.掌握Ｂｕck—Boost变换器的工作原理、特点与电路组成。
2．熟悉Buck—Ｂooｓt变换器连续与不连续工作模式的工作波形图。
3．掌握Buck—Ｂｏost变换器的调试方法。
二．实验内容
1．连接实验线路，构成一个实用的Buck—Booｓｔ变换器。
2.调节占空比，测出电感电流ｉL处于连续与不连续临界状态时的占空比D,并与理论值相比较。
3．将电感L增大一倍，测出iＬ处于连续与不连续临界状态时的占空比D，并与理论值相比较。
4．测出连续与不连续工作状态时的Ｖbe、V ce、V D、ＶL、i L、i C、i D等波形。
5.测出直流电压增益M=V O／ＶS与占空比Ｄ的函数关系。
6.测试输入、输出滤波环节分别对输入电流iＳ与输出电流i O影响。
三.实验线路
见图5—5。
四.实验设备和仪器
1．ＭＣＬ-0８直流斩波及开关电源实验挂箱
2．万用表
３．双踪示波器
五．实验方法
1．检查PWＭ信号发生器与驱动电路工作是否正常
连接有关线路，观察信号发生器输出与驱动电路的输出波形是否正常，如有异常现象,则先设法排除故障。
2．电感Ｌ＝1.6mＨ,电感电流iＬ处于连续与不连续临界状态时的占空比D测试
将“１6”与“１８”、“２1”与“4”、“22”与“5”、“1９”与“6”、“1”与“4”、“9”与“12
D
4．L=1.6mH,测出连续工作状态时的V bｅ、V ce、ＶD、i L、ｉC、i D等波形
调节RＰ1，使iＬ处于连续工作状态，用双踪示波器观察上述波形。
5．L=１．６mH,测出不连续工作状态时的V be、Vｃｅ、V D、i L、ｉC、iＤ等波形
调节ＲＰ１,使ｉL处于不连续工作状态，用双踪示波器观察上述波形。
６.L=１.6mH，ｉL处于连续与不连续临界状态时的占空比D测试
将开关Ｓ２断开，观察i L波形,调节RP1，使i L处于连续与不连续的临界状态,记录这时候的占空比D 与工作周期T。
7．Ｌ=３.２ｍＨ，测出连续工作状态时的V be、Vｃｅ、V D、i L、i C、ｉＤ等波形
调节RP1,使i L处于连续工作状态,测试方法同前。
8.Ｌ=3.2mＨ，测出不连续工作状态时的Ｖbe、V ce、V D、iＬ、iＣ、iＤ等波形
9.测出Ｍ=V O/VＳ与占空比D的函数关系
（1）V O。
(２
9．输入滤波器功能测试
有与没有输入滤波器时，电源电流（即15～14两端）波形测试。
10.输出滤波器功能测试
有与没有输出滤波器时,输出电流纹波测试。
五．实验报告
１．分别在L＝1．6ｍH与3.２ｍＨ条件下，列出ｉL连续与不连续临界状态时的占空比D,并与理论值相比较。
理论上i L连续与断续的临界条件为τLC=(１-Ｄ)2/2,式中τLＣ=Ｌ／RT为连续与断续临界状态时的临界时间常数,负载电阻R=300Ω，工作周期T按实测数据。
２．画出不同L,连续与断续时的V bｅ、V ce、ＶＤ、ｉL、i C、i D等波形,并与理论上的正确波形相比较。
3.根据不同的L值,按所测的D,V O值计算出M值,列出表格,并画出曲线。连续工作状态时的直流电压增益表达式为M＝Ｄ/（1-D）,请在同一图上画出该曲线,并在图上注明连续工作与断续工作区间。
４.试对Bｕck-Boost变换器的优缺点作一评述。
５.试说明输入、输出滤波器在该变换中起何作用?
6.实验的收获、体会与改进意见。
六．思考题
试分析连续工作状态时,输出电压V O由哪个参数决定？当断续工作状态时,V O又由哪些参数决定?
?实验三移相控制全桥零电压开关PWＭ变换器研究
一．实验目的
１．掌握移相控制全桥零电压开关PWM变换器（简称PＳ－FB－ZVＳ-PWＭ变换器）的组成，工作原理与波形。
２.熟悉移相控制零电压开关（ZＶS）专用集成芯片UＣ３875的工作原理与使用方法。
３．掌握PS-FＢ-ZVS-PWM变换器的调试方法，主要参数变化对实现ZVS的影响。
二．实验内容
１．熟悉实验系统面板布置并连接实验线路,构成一个实用的PS-FＢ-ZVS-PWM变换器。
2．芯片ＵC38７５的波形与性能测试：
（1)谐振频率与锯齿波的周期与幅值。
(２）输出脉冲的相位与死区时间。
(3）管脚2,3(1０端），4，５的电压值。
3．变换器波形测试：
(1) 两个桥臂开关管的驱动波形与其漏源电压波形。
（２）逆变桥输出电压UＡB与输出变压器原边电压波形。
(3）输出变压器副边整流后的电压与输出直流电压波形。
(4）输出变压器原边电流波形。
4．电路参数变化对实现零电压开关性能影响的测试：
（1）当谐振电感、主电路电压以及负载变化时对实现零电压开关的影响。
（2）当谐振电感、主电路电压以及负载变化时对占空比丢失的影响。
三．实验系统组成及工作原理
电力电子技术的发展方向之一是高频化，其实现的途径，其一是发展高频化的开关器件与配套元件；其二是高频电力电子变换器电路拓扑的发展。后者主要指软开关技术的发展。应用软开关技术可以大幅度降低开关损耗和开关噪声，可使开关频率获得大幅度提高，从而可使电力变换器具有更高的效率、更高的功率密度、更高的可靠性以及可有效地减小电力变换器所引起的电磁污染和环境污染，为大力发展绿色电力电子产品提供了有效的途径和方法。正因为软开关技术具有诸多的显著优点,因此该理论从80年代提出后受到了国内外科技界的极大重视，已成为当前电力电子变换器领域的热门研究技术。
实验系统原理框图如图5-１8所示。系统采用移相控制方式实现零电压开与关(简称ZＶS）。移相控制方式是近年来在全桥变换电路拓扑中广泛应用的一种软开关控制方式,它是谐振变换技术与常规ＰＷM 技术的巧妙结合,既实现了软开关又保持了常规全桥PWM变换电路所具有的拓扑结构简单、控制方式简单、开关频率恒定、元器件的电压和电流应力小等一系列优点。
移相控制方式的基本工作原理为;每个桥臂的两个开关管180o互补导通，两个桥臂的导通之间相差一个相位,即所谓移相角，通过调节此移相角的大小,来调节输出电压脉冲宽度,从而达到调节输出电压的目的。
移相控制软开关的一个特有现象，也可以说是其主要不足的是存在副边占空比丢失现象，即副边占空比小于原边的占空比,两者的差值通常用Ｄlｏss表示，而且谐振电感越大、负载越大、主电路电压越低则D loss 越大。
系统工作原理如下：如果能使VT1与VT３分别在VT2和VT4之前先关断,而后再关断VT2和VT４，即可实现ＺVS，为此可称VＴ1与VＴ3为超前桥臂，而VT2与VT４则称滞后桥臂。
两个桥臂开关管的软关断均靠与其并联的吸收电容(C1-C４）实现，这是很显然的，因为当开关管导通时,与其并联的吸收电容两端电压为零，当其关断时,高频变压器原边电流对其充电,这样就限制了该关断管子的电压上升率,从而实现了软关断。
超前桥臂当VT1关断后,线路电感与开关管并联电容C1、C２谐振,使C1充电，Ｃ2放电，当Ｃ2上电压下降到零时，变压器原边电流通过VD3与VT4续流,显然这时VＴ3管两端电压近似为零,如果在续流期间开通VT３,VT3就实现了零电压开通。
VT3开通后,在变压器原边电流续流期间如果关断VＴ4，这时谐振电感与电容Ｃ２、C４发生谐振，即将原通过VT4的原边电流转移到Ｃ2与C4支路中,即给C４充电，同时给C2放电，当C4两端电压充电到主电路电源电压时(此时C2两端电压则放电到零）,与ＶT2反并联的二极管VＤ2自然导通，即这时原边电流通过VＤ２、VD3续流,如果在此期间开通VＴ2，即实现了滞后桥臂ＶＴ2的零电压开通。
控制电路主要由芯片UC３875与相关外围器件构成，ＵＣ3875是美国ＵNITRＯDE公司专门为移相
控制软开关所设计的，称为移相谐振控制器。芯片主要功能包括工作电源、基准电源、振荡器、锯齿波、误差放大器和软启动、移相控制信号发生电路、过流保护、死区时间设置、输出级等。
在频率设置脚（16脚）与信号地ＧＮD之间接一个电容和电阻,即可设置振荡频率,从而设置输出级的开关频率（注意：输出开关频率为振荡频率的１／2）。
锯齿波斜率设置脚(18脚）与5V基准电源（１脚)之间接一个电阻，再在锯齿波电压产生脚（19脚)与GＮD间接一个电容，即可设置锯齿波的幅值。
误差放大器的同相输入端（4脚)接从基准电压处分压后得到的一个固定电压，反相端(3脚）接由输出电压处分压后得到的反馈电压，误差放大器的输出(2脚）接到PWＭ比较器的一端，与锯齿波电压相比较,以调节移相角的大小,从而达到调节输出电压的目的。可见,这样的接线构成了一个电压闭环的自动调压系统，调节反馈电压的大小，即可方便地调节输出电压的大小。
芯片的1４与13脚输出一对互补的方波信号ＯUT A与OUT B,而9与８脚则输出另一对互补的方波信号OUT C与OUＴD,且在相位上后者领先于前者,两者相差一个移相角。该移相角的大小决定于误差放大器的输出与锯齿波的交截点。
为了防止同一桥臂的两个开关管同时导通，同时给开关管提供软开关时间,两个开关管的驱动信号之间应该设置一个死区时间。如果在芯片的15脚、7脚与GNＤ之间接一个电阻和电容，就可以分别为两对互补的输出OＵT A-Ｂ、ＯUTＣ-D设置死区时间。
有关UＣ3875的更详细说明,可参阅有关资料和附录中的ＵC3875芯片的介绍。
四.实验设备和仪器
1．MCL－１7实验挂箱
2.万用表
3．双踪示波器
五．实验方法
1．认真阅读实验指导书与有关资料,掌握移相控制全桥软开关变换器的基本工作原理、有关波形分析、参数变化对实现软开关的影响，并熟悉UC3875的管脚功能。
2．UC３８７5的波形与性能测试。
合上控制电源ＳW3后即可进行下述测试:
（1）测量16脚的波形，读取该波形的最大与最小值及其周期时间。
（2)测量１9脚的波形,读取锯齿波的峰点与谷点电压及其周期时间。
(3）将４脚与３脚（10端)对地短接,并用数字万用表和双线示波器测量:
ａ）2脚的电压。
b)１4、1３脚与2０脚及9、8脚与２0脚的波形,读取脉冲幅值、死区时间与周期时间。
c）１4与8脚及１3与9脚的波形，记录其相位时序关系及占空比Ｄ值（即14与8脚同为高电平的时间与半个周期时间之比)。
(４) 将4脚对地的短接线去掉，用万用表和示波器测量：
ａ) 2、４、5脚的电压。
b) 14与8脚及１3与9脚的波形,记录其相位时序关系及此时的最大占空比。
3．变换器波形测试。
将10端与地间的连线断开并与9端相连,再将6与7端相连,并将开关ＳW1与SＷ2断开。合上控制电源SW3与主回路电源SＷ0,观察系统工作是否正常，待系统工作正常后,合上SW1，调节反馈电位器RP１，
使输出（即Ｃ与Ｄ两端）电压为５Ｖ左右。
（１）将示波器的地线接S3端，其他两个探头分别接Ｇ3与A端，测量与描绘超前桥臂VT3的驱动波形与其漏源电压波形，仔细观察超前桥臂的零电压开与关的过程。
(2) 用示波器测量与描绘滞后桥臂VＴ4的驱动与其漏源电压波形,仔细观察滞后桥臂的零电压开与关的过程。
(3）示波器地线接A端,另两个探头分别接7与Ｂ端，即可测量与描绘输出电压U AＢ与输出变压器原边电压ＵT1波形,仔细观察两个波形的脉冲宽度,其差值即为副边脉冲丢失部分。
(4）测量与描绘输出变压器副边整流后的８与D端电压以及C与D端输出直流电压波形。
(5）示波器地线接B端,另两端分别接Ａ端与4端,即可同时测量与描绘输出电压U AB与原边电流iＰ的波形。
4.电路参数变化对实现零电压开关性能影响的测试。
系统工作在开环状态(即9与10端的连续断开），分别在下列情况下测量U AB与原边电压U T1、U AB 与原边电流i P以及滞后桥臂VT4的驱动与漏源电压波形。
（1) 改变谐振电感,即谐振电感用L1+L2或L2时。
(2) 改变负载大小，即将开关SW２合上或断开时。
(３）改变主回路电源电压,即将开关ＳW1合上或断开时。
六.实验报告
1.画出ＵC3８7５16脚与19脚的实测波形，注明锯齿波的峰点、谷点电压与周期时间。
2.列出所测的UC3８7５的2、3（1０端）、4、5脚电压及超前与滞后桥臂的死区时间。
３．画出下列波形：
（1) 在最小移相角(即２脚电压为零）时的14、13、９、8脚与地间波形。
(2)在最大移相角（即2脚电压为最大）时的１４、1３、9、8脚与地间波形。
（3) 超前桥臂VT3与滞后桥臂VＴ4的驱动及其漏源电压波形。
（４）不同电路参数时的逆变桥输出电压ＵＡB、输出变压器原边电压U T１与原边电流ｉP波形。
（5)输出变压器副边整流后的电压与输出直流电压波形。
４．实验的收获、体会与改进意见。
七．思考题
1.两个桥臂的开关管如何实现零电压关断。
2.为了可靠实现滞后桥臂的零电压开通应如何改变电路参数。
3.当主电源电压或负载大小变化时,试简述系统的闭环调节过程。
4.试分析副边占空比丢失与哪些参数有关,并对试验现象进行理论分析。
参考资料
电流控制型脉宽调制器
一般脉宽调制器是按反馈电压来调节脉宽的。所谓电流控制型脉宽调制器是按反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此,无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型的控制器。
一.UＣ３842脉宽调制器的工作原理及方框图
ＵＣ3８42A是高性能固定频率电流型控制器。它们用于脱机和DＣ－DC的变换器，为设计人员提供了一种经济而所需外部元件又少的解决方案。这种集成电路的特点是有一个调定的振荡器,用来精确地控制占空比。有一个经过温度补偿的基准电压,一个高增益误差放大器、电流传感比较器和一个适用于驱动功率MOSFEＴ(金属氧化物半导体场效应晶体管)的大电流推挽输出。
CC TＴ
频率。端5为地。端6为推挽输出端,有拉、灌电流的力。由于误差放大器控制着电感电流峰值（参见图2－5)，因此也是电流型脉冲宽度调制器。
二．UＣ38４２脉宽调制器优点
兹列下面几点分述之：
（1）电压调整率(抗电压波动能力)很好
利用这种型号的调制器很容易达到0.0l%/V的调整率。其原因是电压ＶＳ波动立即反映在电感电流的变化。不象其它方案要经过输出电压V０反馈到误差放大器的调节的复杂过程。所以响应快,如果波动是持续的,电压反馈环也起作用，所以可以达到较高的线性调整率精度。
(2)负载调整率改善明显
因为误差放大器E／A可专门用于控制占空比适应负载变化造成的输出电压变化，负载调整率好。一般调制器在轻载时输出电压V0会有一定的升高，使用本调制器可明显的减小。例如,从１００%的负载卸载２／3时,负载调整率只有8％,卸载1／３时，负载调整率只有3％。
（3)误差放大器Ｅ／Ａ补偿电路（1、2端间RC)简化,频响特性好,稳定幅度大。
由于电感电流是连续的,所以R S(可参见图2－３５b）上所检测的电流峰值能代表平均电流,整个电路可以当成一个误差电压控制的电流源。变换器的幅频特性由双极点变成单极点，因此增益带宽乘积提高，稳定幅度大,频率响应特性改善。
（4)过流限制特性好
从RＳ测得的电流峰值信号快速参与当前工作周波的占空比控制，因此是当前工作周波的电流限制。事实上只要R S的电平达到1Ｖ，电流测定比较器立即动作，输出端6立即使导通管Tｒ关断。由于能精密地灵敏地限制输出最大电流,高频变压器功耗,晶体开关管的功耗幅度都可以减小，因此，对整个开关电源成本、重量、体积都将有良好的影响。
(5）过压保护和欠压锁定功能
当工作电压VＣＣ大于３4V时稳压管稳压（参见图2－3４），使内部电路在小于3４V下可靠工作。
当欠压时有锁定电路。其开启阀值为1６V ，关闭阀值为1０Ｖ。在V S 小于1６V 时，整个电路耗电１ｍA 。开启和关闭阀值有6V 的回差,可有效地防止电路在阀值电压附近工作时的跳动。由于开启阀值16V ，在１6V 以下只耗电很小因此降压电阻功耗很小。一般设置自供电的感应绕组,当开关电源正常工作后，转由自供电给1842，电流将升至15mA 。在此之前可设置储能电容，推动建立电压。储能电容也就不用选得很大了。
三.ＵC38４2脉宽调制器振荡器及输出端
振荡器频率由R T ，C T 设定。４端与8端之间接ＲT ;4端与地（５端）接C T ,8是Ｖr ｅf =５Ｖ，因此,5V 基准源经R T 向ＣT 电容充电。充、放电时间分别为ｔｃ和t d ，频率f ０
d
c 0t t 1
f +=
当ＲT >5k Ω时,t ｄ< T T T c 0C R 8.1C R 55.01t 1f =?== ＵC384２的输出级为图腾柱式电路，与1525A 的一端完全相同。输出晶体管的平均电流值为±２00mA ，最大峰值电流±1A 。由于峰值电流自限，可以不要串入什么限流电阻。 使电路输出端关闭的方法有二: ①将3脚电压升高到1V 以上; ②将1脚电压降低到1Ｖ以下。 上述两种情况都使电流测定比较器输出高电平，PW Ｍ锁存器复位,关闭了输出端,直至下一个时钟脉冲将PWM 锁存器置位为止。 根据上述原理,可以控制1、3脚电平的变化,实现各种必要的保护，具体线路不作一一介绍了。 四.U Ｃ384２脉宽调制器驱动电路 驱动MO Ｓ管，双极型晶体管和直接式或隔离式都一样方便,可参考图３-35(a)所示。 对MOS 管来说工作频率可高达５0０kHz ，但一般建议用到250ｋH ｚ较易获得稳定;而且用来驱动双极型晶体管时，工作频率尚应降到4０kH ｚ以下。 图２-３5（b)示出构成开关电源的电路图。图中R 2、（C ２+C 4)构成启动电路，在（C 2＋C ４)上电压超过15V 时电路启支，然后由N S2、Ｄ２、C 4构成的自馈电电路供电，启动电流<1mA ，正常工作电流15ｍＡ左右。高频变压器和晶体管开关均接有缓冲器RC Ｄ电路，用于吸收尖峰电压,防止开关晶体管的损坏。ＲS 上电压控制了当前工作周波电流峰值。ＶCC Ｓ电压除是芯片工作电压外,也是电压闭环的信号电压。 五．UC38４2脉宽调制器参数 移相控制芯片UC387５ UＣ387５是美国Unitｒｏｄe公司针对移相控制方案推出的PWM控制芯片，适用于全桥变换器中驱动四个开关管，四个输出均为图腾柱式结构,可以直接驱动MOSＦＥT或经过驱动电路放大，驱动大功率ＭOSFＥT或IＧBT。 UＣ38７５主要包括以下九个方面的功能:工作电源、基准电源、振荡器、锯齿波、误差放大器和软起动、移相控制信号发生电路、过流保护、死区时间设置、输出级。其内部机构框图如图2－6所示。 ?１．工作电源 ?UＣ３87５的工作电源分为两个：ＶＩN（pin１1）和V C(ｐｉｎ10),其中ＶIN是供给内部逻辑电路用，它对应与信号地ＧND(pin2０)；ＶC供给输出级用，它对应于电源地PＷR ＧNＤ(ｐin12）。这两个工作电源应分别外接有相应的高频滤波电容,而且GＮＤ和PＷR GND应该相联于一点以减小噪声干扰和减少直流压降。 ?V IN设有欠压锁定输出功能(Uｎder-Voｌtage Loｃk-Ｏｕt,简称UVLO），当V IN的电压低于UVLO门槛电压时，输出级信号全部为低电平,当VＩＮ高于UＶＬO门槛电压时,输出级才会开启,UC3８75的UVＬO门槛电压为1０.75Ｖ。一般而言,V IN最好高于1２V，这样能保证芯片更好地工作。ＶC一般在３V以上时就能正常工作，在１2Ｖ以上工作性能会更好。因此一般可以把V IN和ＶＣ接到同一个１2Ｖ的电源上。 2．基准电源 ?UC３875在1脚提供一个5V的精密基准电源V RＥＦ,它可以为外部电路提供大约６０mA的电流,内部设有短路保护电路。同时，VＲＥF也有UVLO功能，只有当ＶREF达到4.７5V时,芯片才能正常工作。 3.振荡器 芯片内有一个高速振荡器，在频率设置脚ＦREQ SET(pin１6)与信号地GND之间接一个电容和一个电阻可以设置振荡频率，从而设置输出级的开关频率。 4．锯齿波 斜率设置脚SLOPE（pｉｎ18)与某一个电源ＶX之间接一个电阻R SLOＰE，为锯齿波脚RAMP（pin1９)提供一个电流为V X /ＲSLＯPE的恒流源。在RAMP与信号地GＮD之间接一个电 容ＣＲAMP,就决定了锯齿波的斜率dv／dｔ＝ＶX／ＲSLOPＥ·C RＡMP,选定R SLOPE和C RＡＭP,就决定了锯齿波的幅值。一般在电压型调节方式中,V X直接接１脚的5V基准电压。 RAMP是PWM比较器的一个输入端,ＰＷＭ比较器的另一端是误差放大器的输出端。在RAMＰ和PWM比较器的输入端之间有一个1.3Ｖ的偏置，因此适当地选择RＳＬOPE和ＣRＡMP的值,就可使误差放大器的输出电压不能超过锯齿波的幅值，从而实现最大占空比限制。 5.误差放大器和软起动 误差放大器实际上是一个运算放大器，在电压型调节方式中,其同相端Ｅ/Ａ＋（pin４)一般接基准电压，反相端E/A－(ｐｉｎ3)一般接输出反馈电压,反相端E/A－与输出端E/A OUT(CＯMP)(pｉn2)之间接一个补偿网络，Ｅ/A OUT接到ＰWM比较器的一端。 ?软起动功能脚SOFT-START(pｉｎ6)与信号地ＧＮＤ之间接一个电容C SS，当ＳOＦT-STAＲT正常工作时，芯片内有一个9μA的恒流源给C SＳ充电，SOFT-START的电压线性升高,最后达到4.８Ｖ。SOFT-SＴAR Ｔ在芯片内与误差放大器的输出相接,当误差放大器的输出电压高于ＳOFT-START的电压时，误差放大器的输出电压被箝在SOＦT-STＡＲT的电压值。因此SOFT-SＴＡRT工作时，输出级的移相角从0o逐渐增加，使全桥变换器的脉宽从0开始慢慢增大，直到稳定工作，这样可以减小主功率开关管的开机冲击。当V IＮ低于ＵVLＯ门槛电压时，或电流检测端C/S＋(ｐｉｎ5)电压高于2.５V时，SＯFT-SＴART的电压被拉到０V。当上述两种情况均不存在时，SOFＴ-STARＴ恢复正常工作。 ?6．移相控制信号发生电路 ?移相控制信号发生电路是UC３87５的核心部分。振荡器产生的时钟信号经过D触发器（Togｇle FF)２分频后,从D触发器的“Q”和“Q”得到两个180°互补的方波信号。这两个方波信号从OUＴA和ＯUTB 输出，延时电路为这两个方波信号设置死区。OUTＡ和OUTB与振荡时钟信号同步。 PWM比较器将锯齿波和误差放大器的信号比较后,输出一个方波信号，这个信号与时钟信号经过“或非门”后送到RS触发器，RS触发器的输出“Q”和D触发器的“Q”运算后，得到两个180°互补的方波信号。这两个方波信号从OUTＣ和OＵTD输出，延时电路为这两个方波信号设置死区。OUＴC和OU ＴD分别领先于ＯＵＴB和OUTA,之间相差一个移相角,移相角的大小决定于误差放大器的输出与锯齿波的交截点。 7.过流保护 在芯片内有一个电流比较器,其同相端接电流检测端C/S＋(piｎ5)，反相端在内部接一个2.5V电压。当C/S+电压超过２.５Ｖ时,电流比较器输出高电平，使输出级全部为低电平，同时，将软起动脚的电压拉到0Ｖ。当C/S+电压低于2.５Ｖ后,电流比较器输出低电平，软起动电路工作，输出级的移相角从0°慢慢增大。实际上,也可以把Ｃ/S+用作一个故障保护电路,例如输出过压、输出欠压、输入过压、输入欠压等。当这些故障发生时,通过一定的电路转换成高于２.5V的电压,接到C/S+端,就可以对电路实现保护了。 ?8.死区时间设置 为了防止同一桥臂的两个开关管同时导通，同时给开关管提供软开关的时间,两个开关管的驱动信号之间应该设置一个死区时间。芯片为用户提供了两个脚：A-Ｂ死区设置脚ＤＥLAY SET Ａ-B(pin15）和Ｃ-D 死区设置脚DＥＬAY SEＴＣ-D(pin７)。在死区设置脚与信号地GND之间并接一个电阻和一个电容,就可以分别为两对互补的输出信号A-B,C－Ｄ设置死区时间。选择不同的电阻和电容，就可以设置不同的死区时间。 ９．输出级 ?UC3875最终的输出就是四个驱动信号：OUTA（pin1４）,OＵTB(piｎ13），ＯUTC(pｉn９）和ＯＵＴＤ (pin８)，他们用于驱动全桥变换器的四个开关管。这四个输出均为图腾柱(ｔoｔｅｍ-pｏlｅ)驱动方式，都可以提供２Ａ的驱动峰值电流,因此他们可以直接用于驱动MOSFET或经过隔离变压器来驱动ＭOSFET。 开关电源实验报告 一开关电源原理 如下图30W开关电源电路图所示，市电先经过由电容CX1和滤波电感LF1A组成的滤波电路后，再经过型号为KBP210的整流桥BD1和C1组成的整流电路，输出直流电。直流电又经过由UC3842和2N60等元器件组成的高频逆变电路后，变成高频的交流电，经高频变压器输出为低电压的高频交流电。高频交流经肖基特二极管SR1060后变为脉动的直流电，最后经滤波电容和滤波电感变为我们想要的直流电输出。 MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。（2）输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 （3）整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小，输出的交流纹波将增大。 1.2功率变换电路 （1）MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。（2）常见的原理图： （3）工作原理 R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2组成缓冲器，和开关MOS管并接，使开关管电压应力减少，EMI减少，不发生二次击穿。在开关管Q1关断时，变压器的原边线圈易产生尖峰电压和尖峰电流，这些元件组合一起，能很好地吸收尖峰电压和电流。从R3测得的电流峰值信号参与当前工作周波的占空比控制，因此是当前工作周波的电流限制。当R5上的电压达到1V时，UC3842停止工作，开关管Q1立即关断。 1开关电源主电路设计 1.1主电路拓扑结构选择 由于本设计的要求为输入电压176-264 V 交流电，输出为24V 直流电,因此中间需要将输入侧的交流电转换为直流电，考虑采用两级电路。前级电路可以选用含电容滤波的单相不可控整流电路对电能进行转换，后级由隔离型全桥Buck 电路构成。总体要求是先将AC176-264V 整流滤波，然后再经过BUCK 电路稳压到24V 。考虑到变换器最大负输出功率为1000W ，因此需采用功率级较高的Buck 电路类型，且必须保证工作在CCM 工作状态下，因此综合考虑，本文采用全桥隔离型Buck 变换器。其主电路拓扑结构如下图所示： 图1-1 主电路拓扑结构 1.2开关电源电路稳态分析 下面将对全桥隔离型BUCK 变换器进行稳态分析，主要是推导前级输出电压g V 与后级输出电压V 之间的关系，为主电路参数的设计提供参考。将前级输出电压g V 代替前级电路，作为后级电路的输入，且后级BUCK 变换器工作在CCM 模式，BUCK 电路中的变压器可以用等效电路代替。 由于全桥隔离型BUCK 变换器中变压器二次侧存在两个引出端，使得后级BUCK 电路的工作频率等同于前级二倍的工作频率，如图1-1所示。在S T 2的工作时间内，总共可分为四种开关阶段，其具体分析过程如下： 1) 当S DT t <<0时，此时1Q 、4Q 和5D 导通，其等效电路图如图1-2所示。 i () t R v i ‘ 图1-2 在S DT t <<0时等效电路 g nv v =s （1-1） v nv v g -L = （1-2） R v i i /-C = （1-3） 2) 当S S T t DT <<时，此时1Q ~4Q 全部关断，6D 和5D 导通，其等效电路图如图1-3 所示。此时前级输出g V 为0，假设磁化电流为0，则流过6D 和5D 电流相等，均为L i 2 1 。。 i () t R i ‘ 图1-3 在S S T t DT <<时等效电路 0=s v （1-4） v v -L = （1-5） R v i i /-C = （1-6） 3) 当S S T D t T ）（ +1<<时，此时2Q 、3Q 和6D 导通，其等效电路图如图1-2所示。 两例变频器开关电源电路实例 ——兼论电容C23在电路中的重要作用 先看以下电路实例： 图1 东元7200PA 37kW变频器开关电源电路 CN4 图2 海利普HLPP001543B型15kW变频器开关电源电路 图1、图2电路结构和原理基本上是相同的，下面以图1电路例简述其工作原理。 开关电源的供电取自直流回路的530V直流电压，由端子CN19引入到电源/驱动板。 电路原理简述：由R26~R33电源启动电路提供Q2上电时的起始基极偏压，由Q2的基极电流Ib的产生，导致了流经TC2主绕组Ic的产生，继而正反馈电压绕组也产生感应电压，经R32、D8加到Q2基极；强烈的正反馈过程，使Q2很快由放大区进入饱合区；正反馈电压绕组的感应电压由此降低，Q2由饱合区退出进入放大区，Ic开始减小；正反馈绕组的感应电压反向，由于强烈的正反馈作用，Q2又由放大状态进入截止区。以上电路为振荡电路。D2、R3将Q2截止期间正反馈电压绕组产生的负压，送入Q1基极，迫使其截止，停止对Q2的Ib的分流，R26-R33支路再次从电源提供Q1的起振电流，使电路进入下一个振荡循环过程。 5V输出电压作为负反馈信号（输出电压采样信号）经稳压电路，来控制Q2的导通程度，实施稳压控制。稳压电路由U1基准电压源、PC1光电耦合器、Q1分流管等组成。5V输出电压的高低变化，转化为PC1输入侧发光二极管的电流变化，进而使PC1输出测光电三极管的导通内阻变化，经D1、R6、PC1调整了Q2的偏置电流。以此调整输出电压使之稳定。 这是我的第二本有关变频器维修的书中，对图1电路原理的简述，由于疏漏了对电容C23作用的讲解，给读者带来了一些疑问：1）N2绕组负电压是如何加到Q2基极的？2）电路中C23的作用是什么？3）C23的充、放电回路是怎样走的？这3问题涉及到电路原理的关键部分，无它，开关电管Q2即无法完成由饱和导通→进入放大区→快速截止→重新导通的工作状态转换，三个问题其实又只是一个问题，即图1的C23（或图2中的C38）究竟对电路的工作状态转换起到怎样的重要作用？先不要忙，将这个问题暂且按下不表，先说几句题外话。 在由3844（42/43/34）PWM脉冲芯片为核心构成的开关电源电路，大行其道的今天，像图1、图2这样由两只双极型晶体管构成的开关电源电路（对比于集成器件，或称之为分立元件构成的开关电源），仍占有一席之地，在数个变频器厂家的产品中，得到应用。难道是厂家技术人员有怀旧情结吗？还是为了降低生产成本？其实都不是！采用分立元件做开关电源，设计人员肯定有更全面和深入的考虑。 而我的维修经验而论，我比较倾向和首肯于由分立元件构成的开关电源，理由是其工作可靠性高，故障率低，使用和维修都比较让人放心。电路的质量，并不取决于采用集成器件或分立元件，也不取决于电路采用元器件的数量多少，这些都是形式而非本质。相对于分立元件组成的电路，集电器件是否就具有技术上的先进性和工作上的可靠性？则真的是一个问号，不可一概而论。比较二者电路的设计难度，分立元件的电路，恐怕难度要更高一些。 与分立元件的电源相比，用3844做成的电源电路，更像一个“傻瓜型”电路，有固定的电路模式，与成型外围作成一个电路单元，可以应急取代任意开关电源电路，达到修复目的（有的技术人员已经这样做了）。 电路的元件数量愈少，电路结构越是精简，电路的故障率就越低，这是一个被实践验证的法则。实际维修中，采用图1电路形式的开关电源，故障率和可靠性，要优于用集成器件做成的开关电源。个别电源，停电时还好好儿的，一上电，开关管就炸掉了，说明即使“傻瓜型”电路，在设计上也不可掉以轻心，关 设计了一个简易风力摆控制装置，由直流风机组，陀螺仪，直流减速电机以及激光笔等组成。以MSP430F14单片机为核心，用PW波控制控制电机转速，调节风力大小，并以四个风机上下与左右同面两两并在一起对碳素管及激光笔进行工作，使细杆及激光笔在 风机的作用下可进行自由摆动且进一步可控摆动在地上划线，具有很好的重复性，并且可 以设定摆动方向且画短线，已经能够在将风力摆拉起一定角度放开后可以在规定时间内达到平衡。 关键词：风力控制摆、陀螺仪、轴流风机、PWM B速、MSP43C单片机 风力摆控制系统（B题） 1方案设计与选择 1.1设计内容 要求一个下端悬挂有（2~4只）直流风机的细管上端固定在结构支架上，只由风机提供动力，构成一个风力摆，风力摆上安装一个向下的激光笔。通过单片机代码指令控制驱动风机使风力摆按照一定的规律运动，并使激光笔在地面画出要求的轨迹，风力摆结构图如图1所示。 图1风力摆结构图 1.2设计要求 1.2.1基本要求 （1）从静止开始，15s内控制风力摆做类似自由摆运动，使激光笔稳定地在地面画出一条长度不短于50cm的直线段，其线性度偏差不大于土 2.5cm，并且具有较好的重复性； ⑵从静止开始，15s内完成幅度可控的摆动，画出长度在30~60cm间可设置，长度偏差不大于土 2.5cm的直线段，并且具有较好的重复性； （3）可设定摆动方向，风力摆从静止开始，15s内按照设置的方向（角度）摆动，画 出不短于20cm的直线段; (4)将风力摆拉起一定角度(30~45 ° )放开，5s内使风力摆制动达到静止状态。 1.2.2发挥部分 (1) 以风力摆静止时激光笔的光点为圆心，驱动风力摆用激光笔在地面画圆，30s内 需重复3次；圆半径可在15~35cm范围内设置，激光笔画出的轨迹应落在指定半径 ± 2.5cm的圆环内； (2) 在发挥部分(1)后继续作圆周运动，在距离风力摆1~2m距离内用一台50~60W台扇在水平方向吹向风力摆，台扇吹5s后停止，风力摆能够在5s内恢复发挥部分(1)规定的圆周运动，激光笔画出符合要求的轨迹； (3) 其他。 2总体方案设计与选择 2.1单片机选择 方案一：采用STC89S51芯片，该款芯片具有高性能低功耗的特点，具有32位输入/ 输出，可以实现处理、存储等功能⑴，但是其灵活性不高，需实时保护软件现场，否则易丢失信息，存储能力较弱。 方案二：采用MSP430F14芯片，该款芯片具有高性能，低功耗的特点，其抗干扰能力比较强，存储空间较大，稳定性较强。 二者比较之下，选择方案二作为此次设计的核心控制部分。 2.2直流风机选择 方案一：采用12V 4.5A的轴流风机，风力很大，可以将自身轻松吹起，但是体积较大，质量较重。 方案二：采用12V 1.5A的小风机，体积小，质量轻。但是风力足够大，单电机产生 的风力可吹起4个相同电机 四、实验记录及处理 1、设定输出电流，当负载变化时，测量输出的电压、电流如表1所示 表1 外特性数据记录 1 2 3 4 5 6 7 8 50A U/V 10.01 17.30 26.00 36.04 50.30 51.10 51.60 52.10 I/A 49.60 49.60 49.70 49.60 49.00 39.50 34.00 29.80 100A U/V 15.80 27.08 41.00 48.10 50.00 51.00 51.50 51.80 I/A 99.70 99.60 99.80 77.80 50.40 39.50 34.70 34.70 150A U/V 18.50 34.60 45.10 47.70 49.80 51.00 51.50 52.00 I/A 149.90 150.00 121.30 84.80 53.30 42.40 36.80 32.40 200A U/V 22.80 41.40 45.50 47.70 50.00 51.00 51.50 51.90 I/A 200.00 193.70 127.60 86.20 54.80 43.10 35.80 31.90 250A U/V 26.20 41.10 45.10 47.70 50.00 50.80 51.40 51.80 I/A 246.70 194.30 126.10 84.00 53.10 41.20 36.20 31.70 300A U/V 29.80 41.20 45.10 47.80 50.10 51.00 51.60 52.60 I/A 295.70 196.00 120.00 84.10 53.30 41.50 36.10 31.60 外特性曲线图如下： 图4 变极性TIG焊接电源外特性 曲线分析： 在输出功率P一定的情况下，由于P=I2 R，随着负载R的增加，输出电流I 只能下降，又因为P=UI，输出电压U上升，曲线无法继续保持恒流特性，这一特性在大电流输出时更加明显。 典型半导体案例失效分析 Author:朱秋高 光宝电子(东莞)有限公司 E-mial: Collins.zhu@https://www.360docs.net/doc/fc16264951.html, 摘要: 开关电源与地之间走线的电感对主开关Mosfet 驱动影响和失效案例 关键词: PWM 驱动信号的布线要点: 在开关转换期间,某些走线 (PCB上的敷铜线路) 电流会瞬间停止,而另外一些走线电流同时瞬间导通(均在开关转换时间100ns 之内发生). 这些走线被认为是开关调整器PCB布线的”关键走线”. 每个开关转换瞬时,这些走线中都产生很高的Di/dt .如图1-1所示,整个线路混杂着细小但不低的电压尖峰.由经验可知,不难理解这是方程V=L*Di/dt 在走线中起作用,L是PCB走线的寄生电感.根据经验,每英寸走线的寄生电感约为20nH 图1-1 确定三种拓扑中的关键走线 噪声尖峰一旦产生,不仅传递到输入/输出(影响电源性能),而且渗透到IC控制单元,使控制功能失稳失常,甚至使控制的限流功能失效,导致灾难性后果. 199 引言: 设计开关调整器PCB时,需知最终产品的好坏完全取决于它的布线,当然,有些开关IC可能会比其他开关IC对干扰更敏感.有时,从不同供应商购得的 “ 同类” 产品也可能有完全不同的噪声敏感度,.此外,某些开关IC结构本身也会比其他IC对噪声更敏感(如电流模式控制芯片比电压模式控制芯片”布线敏感度”高很多). 事实上,用户必须面对这样的现实: 半导体器件生产商不会提供其产品噪声敏感度的资料. 而作为设计人员,往往对布线不够重视,结果将似乎可稳定工作的IC弄得波形震荡,易受干扰,以致误动作,甚至导致灾难性的后果(开关烧掉). 另外,这些问题在调试后期往往很难纠正或补救,因此开始阶段就正确布线非常重要. 试验方法: 1. MOSFET 的驱动信号通常由IC内的驱动级产生,故MOSFET的源极应接至IC接地端.但MOSFET的实际表现并不由施加在栅极与参考间的电压所决定, 而是取决于栅极与源极间的电压,即完全取决于实际的V GS. 实例1,如果源极与地之间的走线有点长的话,在开关转换瞬间它上面会出现很大的电感反冲, 不严重的话只是降低开关转换的速度,严重时会使MOSFET错误地开通或关断,导致管子毁坏. 图1-2 是在关断瞬间可能发生的相当安全的情形.栅极控制MOSFET关断,但源极的PCB走线阻抗刚才也流过了电流,并产生小电压源(尖峰) 以阻止电流减小,电流持续流动直到能量消耗光.这使V GS波形发生改变从而使开关转换速度降低.然而,这种降低转换速度的方法并不值得推荐,根据我所知其结果不可预知,因为它本质上是基于寄生参数的. 图 1-2 关断时源极寄生电感的影响 2. 实例2, 图1-3 是一款使用在网络产品上的电源布线图,我们不难发现驱动信号到MOSFET的栅极之间的走线过长,(约为63mm) .且高频电感离驱动信号非常近,而导致在系统使用时,不时发生MOSFET 烧毁和PCB板大面积烧黑的现象, 200 现代电源技术课程实践报告 院系：物理与电气工程学院 班级：电气自动化一班 姓名: 李向伟 学号: 111101007 指导老师:苗风东 一、设计要求 （1）输入电压：AC220±10%V （2）输出电压: 12V （3）输出功率:12W （4）开关频率: 80kHz 二、反激稳压电源的工作原理 图2-1 反激稳压电源的电路图 三、 反激电路主电路设计 (1)(1)Np Vdc Ton Vo Tr Nsm -=+ （3-1） 1. 反激变压器主电路工作原理 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM 模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM 模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 1）工作过程： S 开通后，VD 处于断态，W1绕组的电流线性增长，电感储能增加； S 关断后，W1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过W2绕组和VD 向输出端释放。 反激电路的工作模式： 反激电路的理想化波形 S u S i S i V D t o t o ff t t t t U i O O O O 反激电路原理图 经典LED驱动电源参考设计大集锦（内含设计原理图、实际案例分析） PI公司的众多LED驱动电源解决方案中，高效率、低功耗，外围简单、可调光、高稳定性是最大的特点，涉及工业、商业、家用等应用领域。不管是应客户需求设计，还是按相关标准设计，还是基于对行业发展趋势把握所做的前瞻性设计，都同样的出色，其方案、设计、想法具有行业指引性。 其众多的驱动电源参考设计中蕴含很多电源基本理论,就算不用其公司的IC也可以作为设计参考，对工程师有超强的指导意义。 1.开关电源设计软件- PI Expert? 操作/设计指南 PI Expert可提供构建和测试工作原型所需的所有必要信息。这些信息包括完整的交互式电路原理图、物料清单(BOM)、电路板布局建议以及详细的电气参数表。PI Expert还可提供完整的变压器设计，包括磁芯尺寸、线圈圈数、适当的线材规格以及每个绕组所用的并绕线数。此外，还可生成详细的绕组机械装配说明。该程序可以将设计时间从数天缩短至几分钟。 2.采用LYTSwitch的带功率因数校正(PFC)的23 W T8电源设计 适用于430 mA V (50 V) T8灯管的隔离式、低输入电压、超薄驱动器设计(DER-338)现已推出。这款新设计采用了PI新推出的LYTSwitch? LED驱动器系列器件LYT4215E。 3.一款高功率因数、可控硅调光的非隔离LED驱动器 PI推出了一份新的设计报告((DER-364)，介绍的是一款使用广受好评的LYTSwitch IC设计的高功率因数、可控硅调光的非隔离LED驱动器。其效率额定值高达85%以上，具有无闪烁调光和单向快速启动(<200 ms)的特性。 4.针对T10灯管的最新24 W LED驱动器设计 PI的一款效率达92%的24 W T10灯LED驱动器设计(DER-356)。该设计可极大简化离线式、带功率因数校正的LED电源的生产。 5.适用于可控硅调光A19灯的全新10 W PFC LED驱动器设计 PI发布的关于针对可调光A19灯的全新10 W驱动器设计(DER-328) 6.元件数最少的T8灯管LED驱动器设计–高效率、低THD PI现已推出DER-345–一款针对T8 LED灯的低输入电压、非隔离、高效率、高功率因数LED驱动器设计。 7.适用于A19替换灯的14.5 W可控硅调光的非隔离LED驱动器 Power Integrations的LED设计(DER-341) –适用于A19 LED灯的非隔离式、高效率、高功率因数(PF) LED驱动器。这款新的LED驱动器采用LinkSwitch-PH系列IC中的LNK407EG器件设计而成。 开关电源实验报告 一、开关电源电路图及清单 1.1 60W-12V开关电源电路图 图1-1 开关电源电路原理1.2.60W-12V开关电源电清单 二、开关电源介绍 开关电源大致由主电路、控制电路、检测电路、辅助电源四大部份组成。开关电源产品广泛应用于工业自动化控制、军工设备、科研设备、LED照明、工控设备、通讯设备、电力设备、仪器仪表、医疗设备、半导体制冷制热、空气净化器，电子冰箱，液晶显示器，LED灯具，通讯设备，视听产品，安防监控，LED 灯袋，电脑机箱，数码产品和仪器类等领域。它是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。 开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度（Bs)下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小、薄。开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新，实现ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源的工作效率。对于高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的可靠性大大提高。 模块化是开关电源发展的总体趋势，可以采用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成N+1冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化其噪声也必将随着增大，而采用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术的实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，以使得该项技术得以实用化。电力电子技术的不断创新，使开关电源产业有着广阔的发展前景。要加快我国开关电源产业的发展速度，就必须走技术创新之路，走出有中国 《自动化专业综合课程设计2》 课程设计报告 题目：开关电源设计与制作 院（系）：机电与自动化学院 专业班级：自动化0803 学生姓名：程杰 学号：20081184111 指导教师：雷丹 2011年11月14日至2011年12月2日 华中科技大学武昌分校制 目录 1．开关电源简介 (2) 1.1开关电源概述 (2) 1.2开关电源的分类 (3) 1.3开关电源特点 (4) 1.4开关电源的条件 (4) 1.5开关电源发展趋势 (4) 2．课程设计目的 (5) 3．课程设计题目描述和要求 (5) 4．课程设计报告内容 (5) 4.1开关电源基本结构 (5) 4.2系统总体电路框架 (6) 4.3变换电路的选择 (6) 4.4控制方案 (7) 4.5控制器的选择 (8) 4.5.1 C8051F020的内核 (8) 4.5.2片内存储器 (8) 4.5.312位模/数转换器 (9) 4.5.4 单片机初始化程序 (9) 4.6 输出采样电路 (10) 4.6.1 信号调节电路 (10) 4.6.2 信号的采样 (11) 4.6.3 ADC 的工作方式 (11) 4.6.4 ADC的程序 (12) 4.7 显示电路 (13) 4.7.1 显示方案 (13) 4.7.2 显示程序 (14) 5．总结 (16) 参考文献 (17) 1．开关电源简介 1.1开关电源概述 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。它运用功率变换器进行电能变换，经过变换电能，可以满足各种对参数的要求。这些变换包括交流到直流(AC-DC，即整流)，直流到交流(DC-AC，即逆变)，交流到交流(AC-AC，即变压)，直流到直流(DC-DC)。广义地说，利用半导体功率器件作为开关，将一种电源形式转变为另一种电源形式的主电路都叫做开关变换器电路；转变时用自动控制闭环稳定输出并有保护环节则称为开关电源（SwitchingPower Supply)。 将一种直流电压变换成另一种固定的或可调的直流电压的过程称为DC-DC交换完成这一变幻的电路称为DC-DC转换器。根据输入电路与输出电路的关系，DC-DC 转换器可分为非隔离式DC-DC转换器和隔离式DC-DC转换器。降压型DC-DC 开关电源属于非隔离式的。降压型DC-DC转换器主电路图如1： 图1 降压型DC-DC转换器主电路 其中，功率IGBT为开关调整元件，它的导通与关断由控制电路决定；L和C为滤波元件。驱动VT导通时，负载电压Uo=Uin，负载电流Io按指数上升；控制VT关断时，二极管VD可保持输出电流连续，所以通常称为续流二极管。负载电流经二极管VD续流，负载电压Uo近似为零，负载电流呈指数曲线下降。为了使负载电流连续且脉动小，通常串联L值较大的电感。至一个周期T结束，在驱动VT导通，重复上一周期过程。当电路工作于稳态时，负载电流在一个周期的初值和终值相等。负载电压的平均值为： 详解自激开关电源电路图 该文章讲述了详解自激开关电源电路图. 自激开关电源电路 图,STR41090电源属于自激式并联型开关电源,适应电网电压能力为150-280V。 振荡过程 C808上约300V直流电压经R811加到N801的(2)脚内部开关管的B极,同时经T802的(1)、(3)绕组加到N801的(3)脚内部开关管的C极,开关管开始导通,电流流过T802的(1)、(3)绕组,在(1)、(3)绕组产生感应电压,极性为(3)正(1)负,经耦合,在(6)、(7)绕组也产生感应电压,极性为(7)正(6)负,此正反馈电压经C819、R817、R816送回到N801的(2)脚,使开关管电流进一步增大,雪崩的过程使开关管迅速饱和。开关管饱和期间,T802(1)、(3)绕组的电流线性增大,VD821、VD822截止,T802储存磁场能量。由于C819不断被充电,使N801的(2)脚电压不断下降,到某一时刻,N802(2)脚上的电压不能维持内部开关管的饱和,开关管退出饱和状态,C极电流减小,T802各绕组的感应电压极性全部翻转,反馈绕组(6)、(7)脚的电压极性为(6)正(7)负,经C819、R817、R816送到N801的(2)脚,使N801(2)脚电压进一步减小,又一雪崩过程使开关管迅速截止。开关管截止期间,VD821导通,在C822电容上形成112V电压;VD822也导通,在C824电容上形成18V电压,T802储存的磁场能量被释放。另一方面,C819上的电压经R817、R816、VD812、VD813放电,同时300V电压经R811给C819反向充电,这两个因素使C819左端的电压回升,即N801(2)脚的电压回升,当(2)脚电压上升0.6V以上 四川教育学院应用电子设计报告 课程名称：Protel99 电路设计系部：物理与电子技术系专业班级：应用电子技术0901 学生姓名：x x x 学号： 指导教师： 完成时间： 开关电源电路设计报告 一. 设计要求： 直流稳定电源主要包括线性稳定电源和开关型稳定电源，由于开关稳压电源的优点是体积小，重量轻，稳定可靠，适用性强，故选择设计可调开关稳压电源，其具体设计要求如下： （1）．所选元器件和电路必须达到在一定范围内输出电压连续可调，输出电压U0=+6V —— +9V连续可调，输出额定电流为500mA； （2）．输出电压应能够适应所带负载的启动性能,且输出电压短路时，对各元器件不会产生影响； （3）．电路还必须简单可靠，有过流保护电路，能够输出足够大的电流。 二.方案选择及电路的工作原理 方案一： 首先用一个桥式整流电路将输入的交流电压变成直流电压，然后经过电容滤波，然后在经过一个NPN型三级管Q1调整管，最后整过电路形成一个通路，达到最终的效果。 方案二： 开关电源同其它电子装置一样，短路是最严重的故障，短路保护是否可靠，是影响开关电源可靠性的重要因素。IGBT（绝缘栅双极型晶体管）兼有场效 应晶体管输入阻抗高、驱动功率小和双极型晶体管电压、电流容量大及管压降低的特点，是目前中、大功率开关电源最普遍使用的电力电子开关器件[6]。IGBT能够承受的短路时间取决于它的饱和压降和短路电流的大小，一般仅为几μs至几十μs。短路电流过大不仅使短路承受时间缩短，而且使关断时电流下降率过大，由于漏感及引线电感的存在，导致IGBT集电极过电压，该过电压可使IGBT锁定失效，同时高的过电压会使IGBT击穿。因此，当出现短路过流时，必须采取有效的保护措施。 为了实现IGBT的短路保护，则必须进行过流检测。适用IGBT过流检测的方法，通常是采用霍尔电流传感器直接检测IGBT的电流Ic，然后与设定的阈值比较，用比较器的输出去控制驱动信号的关断；或者采用间接电压法，检测过流时IGBT的电压降Vce，因为管压降含有短路电流信息，过流时Vce增大，且基本上为线性关系，检测过流时的Vce并与设定的阈值进行比较，比较器的输出控制驱动电路的关断。 在短路电流出现时，为了避免关断电流的过大形成过电压，导致IGBT 锁定无效和损坏，以及为了降低电磁干扰，通常采用软降栅压和软关断综合保护技术。 在设计降栅压保护电路时，要正确选择降栅压幅度和速度，如果降栅压幅度大（比如7.5V），降栅压速度不要太快，一般可采用2μs下降时间的软降栅压，由于降栅压幅度大，集电极电流已经较小，在故障状态封锁栅极可快些，不必采用软关断；如果降栅压幅度较小（比如5V以下），降栅速度可快些，而封锁栅压的速度必须慢，即采用软关断，以避免过电压发生。 为了使电源在短路故障状态不中断工作，又能避免在原工作频率下连续进行短路保护产生热积累而造成IGBT损坏，采用降栅压保护即可不必在一次短路保护立即封锁电路，而使工作频率降低（比如1Hz左右），形成间歇“打嗝”的保护方法，故障消除后即恢复正常工作。下面是几种IGBT短路保护的实用电路及工作原理。 利用IGBT的Vce设计过流保护电路 目录 前言 (1) 第一章开关电源技术课程设计任务书 (2) 第二章主电路原理设计 (7) 第三章开关变压器设计 (9) 第四章主要元器件的选型 (16) 第五章电路仿真及结果 (23) 总结 参考文献 附表一 附表二 前言 电源装置是电力电子技术应用的一个重要领域，其中高频开关式直流稳压电源由于具有效率高、体积小和重量轻等突出优点，获得了广泛的应用。开关电源的控制电路可以分为电压控制型和电流控制型，前者是一个单闭环电压控制系统，系统响应慢，很难达到较高的线形调整率精度，后者，较电压控制型有不可比拟的优点。 UC3842是由Unitrode公司开发的新型控制器件，是国内应用比较广泛的一种电流控制型脉宽调制器。所谓电流型脉宽调制器是按反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理想的新型的控制器闭。 第一章开关电源技术课程设计任务书 一、课程设计的目的 通过开关电源技术的课程设计达到以下几个目的： 1、培养学生文献检索的能力，特别是如何利用Internet检索需要的文 献资料。 2、培养学生综合分析问题、发现问题和解决问题的能力。 3、培养学生运用知识的能力和工程设计的能力。 4、培养学生运用仿真工具的能力和方法。 5、提高学生课程设计报告撰写水平。 二、课程设计的要求 一、题目 题目：反激型开关电源电路设计 注意事项： ①学生也可以选择规定题目方向外的其它开关电源电路设计。 ②通过图书馆和Internet广泛检索和阅读自己要设计的题目方向的文献资料，确定适应自己的课程设计方案。首先要明确自己课程设计的设计内容。 设计装置（或电路）的主要技术数据 《开关电源入门》,图灵出版的和美国半导体总工写的.《开关电源设计与优化》写的不适合初学者 1、《开关电源指南》第2版,浙江大学徐德鸿翻译的,也有可能是他的学生翻译,他署名出版而已.说实话,翻译水平很烂,错误相当多,但里面很多内容,相当不错,很适合入门.英文水平高的,可以看英文原版. 2、《开关电源设计》第2版,华南理工大学王志强翻译的,挺厚的,黑白相间的书皮,也不错. 3、《电力电子系统建模》浙大徐德鸿翻译,《开关变换器的建模与控制》, 张卫平著. 这两本书,详细讲解了开关电源的建模方式和环路补偿,怎么调整电源环路的稳态性能和暂态性能.这两本书看懂了,做电源,我个人觉得,理论水平已经达到一定高度了. 4、《直流开关电源的软开关技术》和《全桥移相软开关技术》,南航阮新波的博士论文,整理后出版的两本书,国内凡是写软开关的书,大部分都是照抄它们或者无一不参考它们.其中后一本书已经绝版了,市场上已经买不到,淘宝网上有复印版本卖,大概45元,质量很不错的. 5、《开关电源磁性元器件》,赵修科著.磁性器件,可以说是开关电源的心脏,不懂磁,想做好电源,那是不可能的.这本书对磁的理解深刻而全面. 6、control loop cookbook 德州仪器的技术资料,作者就是提出著名右半平面零点概念的那个人,相当的好. 其他的书嘛,就是大学教材,模拟电路和经典控制理论,一定是要读通掌握才行.总的来说,软开关,就看阮新波足够;环路方面,主要还是看外国人写的;磁和变压器方面,主要看赵修科和台湾人写的. 仿真软件还是要掌握一些的. 1、orcadpspice适合做电路元件级级仿真,仿模拟电路和开关电源小信号模型,效果相当好. 2、saber适合做系统级仿真,特别适合开关电源这种含有脉冲式信号的电路,模型库参数全,仿真精度高,尤其是强大的仿真结果后续处理能力,是我用过的仿真软件中,功能最强大的一款.不过,在国内普及程度,没有pspice高,一套正版8万 开关稳压电源 1．方案论证 本设计是根据本次电子竞赛题目的基本要求所制作的开关稳压电源，系统分为AC-DC变换电路、DC-DC变换电路、数字设定与显示电路、保护和测量电路等四部分。现对系统重要部分作方案论证。 1.1 DC-DC主回路拓扑的选择 根据题目要求DC-DC变换器由以下两种方案可实现：1）采用Boost型拓扑结构变换器实现；2）采用推挽型拓扑结构变换器实现。 Boost变换器容易实现，且技术成熟；推挽变换器中可能出现单向偏磁饱和，容易使开关管损坏。经比较，决定主回路拓扑结构采用Boost型拓扑结构变换器。 1.2 控制方法 方案一脉冲宽度控制脉冲宽度控制是指开关工作频率(即开关周期)固定的情况下直接通过改变导通时间来控制输出电压大小的一种方式。因为改变开关导通时间就是改变开关控制电压的脉冲宽度，因此又称脉冲宽度调制(PWM)控制。 方案二脉冲频率控制脉冲频率控制是指开关控制电压的脉冲宽度不变的情况下，通过改变开关工作频率(改变单位时间的脉冲数，即改变T)而达到控制输出电压大小的一种方式，又称脉冲频率调制(PFM)控制。 PWM控制方式因为采用了固定的开关频率，因此，设计滤波电路时就简单方便,而脉冲频率控制方式开关频率不确定，滤波电路较复杂，对硬件要求高。所以采用方案一作为控制方法。 1.3提高效率的方法 提高开关电源的效率方法：(1)采用软开关PWM变换控制技术提高效率； (2)改进驱动电路及优选参数提高效率； (3)改进缓冲吸收电路及参数选取提高效率；(4)改进磁性部件的设计提高效率；(5)正确选取功率器件，降低损耗提高效率等。 本设计采用提高效率的方法有：(1)改进缓冲吸收电路及参数选取提高效率； (2)改进磁性部件的设计提高效率；(3)正确选取功率器件，降低开关损耗提高效率。 具体：{ 通过提高工作频率，让工作频率达到100KHZ； 选用小导通电阻、高开关速度的MOSTET，降低MOSFET开关损耗。选用了IRF640（VDSS=200 V，RDS(on)< 0.18 ，ID=18 A） 选用快速恢复整流二极管，减少反向导通时间，减少损耗。选用了肖特基二极管RHRP15120，恢复时间trr < 65ns。} 以过验证，本设计的系统原理框图如图1-1： 图1-1 系统原理框图 220V交流电压经整流滤波后，得到约89Ｖ的直流电压加到DC-DC变换器上，用脉宽调制电路产生的双列脉冲信号去驱动场效应管，通过功率变压器的耦合和隔离作用在次级得到准方波电压，经整流滤波反馈控制后可得到稳定的直流输出电压。 2．电路设计 2.1 主回路电路原理图 Boost变换器是DC-DC变换器中、最易于实现的、最常用的、最成熟的和输出电压等于或小于输入电压的非隔离型变压电路，且输入与输出负端是公共端。原理图如下： 第十届TI杯电子设计竞赛培训实 习报告 日8月7年2012 1.开关稳压电源 1.1工频变压器 工频变压器作为本电源降低电压的核心。它把有效值为220V的交流市电降低为20V的交流电压。为后级稳压环节输入一个低的直流电压做了准备。 1.2整流滤波 本电源整流采用4安的集成整流桥堆。前级滤波采用三个电容进行。如图1示，分别为C12，C14，C15。C14是一个1000uF的铝电解电容，它可以很好地滤除低频脉动成分，使整流输出波形变得很平滑。电容的高频小信号模型为电感、电容、电阻的串联。铝电解电容，由于其内部结构决定了它的高频等效电感比较大。再加之铝电解电容的容值比较大，这就导致它的自身谐振频率比较低。这样它可以很好地滤除低频杂波成分，但是对于高频杂波成分，它的滤除效果不是很好。这就需要给他并联一个0.1uF的瓷片电容C15，这样滤波器的带宽就会大大提高，可以滤除掉更多的杂波成分。C12是作为LM2576的输入滤波的，以保证输入LM2576的交流杂波成分更小。 1.3稳压 本电源稳压环节采用LM2576开关降压（Buck）型集成稳压芯片。其内部集成了52KHz的振荡器，功率管，PWM调制器和反馈环路。LM2576输出最大电流可以保证3A，输入最大电压40V。D4是一个肖特基二极管，型号为MBR20200。它是作为Buck电路的续流二极管使用的。电感L2是一个用铁粉磁环绕制的100uH 的大功率电感，它是Buck电路的储能电感。L2和C13共同组成了一个LC滤波器。R12，R10是一个电阻串联分压网络。LM2576的4脚在分压网络分压点采集电压反馈给其内部误差放大器，控制PWM调制器改变PWM波的脉宽，从而控制功 线性稳压电路具有结构简单，调整方便，输出电压脉动小的优点，但缺点是效率低，一般只有20％～40％，并且比较笨重。开关型稳压电路能克服线性稳 压电源的缺点，具有效率高，一般能达到65％～90％，并且体积小，重量轻，对电网电压要求不高，因而在实际生活中得到广泛应用。也正因为其应用的广泛性，相应专业的学生就更应该深刻和熟练地掌握它，在此以设计脉冲宽度调制型开关电路(PWM)为基础，详细解说该系统的调试过程。 1 系统设计原理 PWM 型的开关电源整体框图如图1所示。变压、整流、滤波模块处理起来比较简单，只要采用相应的变压器、单相全波整流、电容式滤波即可实现，这里不用更多的篇幅介绍。此系统的核心模块是方框图中的闭合(负反馈)模块。如果直接采用Boost型DC-DC升压器，实现起来简单，但输出／输入电压比太大，占空比也大，而将使输出电压范围变小，难以达到较高的指标，且为开环控制。对此采用专用开关芯片TL494芯片，它采用开关脉宽调制(PWM)，效率高，外围电路也较简单，可以方便实现闭环控制。 1．1 TL494工作原理 TL494 内部结构如图2所示，它是一种固定频率可自行设置，并应用脉空调制的控制电路，其中，振荡频率fosc=1．1／(RTCT)。具体来讲，由于误差放大器输入口1，2(或3，4)的值不等，产生偏差，偏差送入PWM比较器与锯齿波(锯齿波的频率由振荡频率确定，幅值是定值)比较，在偏差大于锯齿波范围内时，9口(或10口)输出低电平，在偏差小于锯齿波范围内时，9口(或10口)输出高电平。若偏差值越大，TL494输出高电平的区间越小。由此可见，通过调整误差放大器输入口的偏差可改变占空比。 开关电源技术实验指导书 信息工程学院电气及自动化教研室 2009.04.18 实验一电流控制型脉宽调制开关稳压电源研究 一．实验目的 1．掌握电流控制型脉宽调制开关电源的工作原理，特点与构成。 2．熟悉电流控制型脉宽调制芯片UC3842的工作原理与使用方法。 3．掌握开关电源的调试方法与参数测试方法。 二．实验内容 1．利用芯片UC3842，连接实验线路，构成一个实用的开关稳压电源电路。 2．芯片UC3842的波形与性能测试 （1）开启与关闭阀值电压。 （2）锯齿波，包括周期、占空比、幅值等，并与理论值相比较。 （3）不同负载以及不同交流输入电压时的输出PWM波形，并与正确波形相对比。 （4）反馈电压端（即UC38422号脚）与电源端（即7号脚）波形。 （5）输出PWM脉冲封锁方法测试。 3．开关电源波形测试 （1）GTR集电极电流与集-射极电压波形。 （2）变压器原边绕组两端波形。 （3）输出电压V O波形。 4．开关电源性能测试 （1）电压调整率（抗电压波动能力）测试。 （2）负载调整率（抗负载波动能力）测试。 （3）缓冲电路性能测试。 三．实验系统组成及工作原理 电源装置是电力电子技术应用的一个重要领域。其中高频开关式直流稳压电源由于具有效率高，体积小和重量轻等突出优点，获得了广泛的应用。 开关电源的控制电路可分为电压控制型和电流控制型。前者是一个单闭环电压控制系统，后者是一个电压、电流双闭环控制系统，电流控制型较电压控制型有不可比拟的优点。 具体实验原理可参见附录。 具体线路见图5—4。 四．实验设备和仪器 1．MCL-08直流斩波及开关电源实验挂箱 2．双踪示波器 3．万用表 五．实验方法 反激开关电源的设计与调试 1.实验目的： 掌握反激电路、TOP255YN芯片的使用方法与各元器件的参数计算；掌握各种测试仪器的使用；输入220交流电压，得到12V电压，1.5A电流稳定主输出；副输出5V，1A。频率f=66KHZ，输出功率23W，输出纹波100mV。 2.实验器材： 示波器、负载、输入电源、测温器、万用表。 3.实验内容： （1）反激电路工作原理 连续模式初级电流有前沿阶梯且从前沿开始斜坡上升。在开关管关断期间，次级电流为阶梯上叠加衰减的三角波。当开关管在下个周期开始导通瞬间，次级仍然维持有电流。在下一个周期开关管开通时刻，变压器储存能量未完全释放，仍有能量剩余。 三、实验数据分析 输入电压为220V 交流，整流后得到Vdc=311V 直流。MOS 管上电压为Vdc+（Np/Ns ）*(Vo+1)=400V 。 （1）变压器设计 占空比：) /)(1()1(8.0)/)(1(on Ns Np Vo Vdc T Ns Np Vo T ++-?+==0.4695 初级匝数：f Ae Bpk T V N **?*?=2on o 2p =71匝取72匝 f=66khz 次级匝数：dc on of f 1o p s V T T V N N **+* =）（=8.2匝取9匝 次级峰值电流：=-=) 1(o crs Ton Vo P I 2.83A 次级平均电流：csr of f ar I T I *==1.5A Vo Ton Po Icpr *=25.1=0.337A Top255芯片峰值电流：Ton I I /cpr p ==0.802A 过载保护： 典型值Ilimit=1.7A开关电源实验报告
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