反激电源变压器的参数设计电子教案

反激电源变压器的参

数设计

开关电源学习

漏感：变压器初次级耦合过程中漏掉的那一部分磁通！

变压器的漏感应该是线圈所产生的磁力线不能都通过次级线圈,因此产生漏磁的电感称为漏感。

RCD钳位电路的作用：反激式开关电源在开关管断开的瞬间由于漏感不能通过变压器耦合到次级绕组，导致漏感的反激电动势很大，高压很容易导致开关管的损坏，所以用RCD钳位电压到安全的范围，将漏感的能量存储在电容C中，再由电阻R消耗掉。

反激式开关电源：反激电路是由buck-boost拓扑电路演变过来的。

演变的过程

把MOS和二极管D1放到下面，与上图等效。

在A B之间增加一个变压器，由于初级和次级的电感上承受的伏秒积是相等的，所以用这个变压器来等效。

由于电感和变压器的初级电感并联，为了直观把电感合二为一，并且调整变压器的同名端得到下图；

上面的电路图便是最基本的反激式开关电路图了，由于变压器在开关管导通时储存能量，断开时通过次级绕组释放能量，变压器的实质是耦合电感，耦合电感不仅承担输入与输出的电气隔离，而且实现了电压的变换，而不仅仅是通过改变占空比来实现。

由于此耦合电感并非理想器件，所以存在漏感，而实际线路中也会存在杂散电感。当MOS关断时，漏感和杂散电感中的能量会在MOS的漏极产生很高的电压尖峰，从而会导致器件的损坏。故而，我们必须对漏感能量进行处理，最常见的就是增加一个RCD吸收电路。用C来暂存漏感能量，用R来耗散之。

二极管的反向恢复电流理想的二极管在承受反向电压时截止，不会有反向电流通过。而实际二极管正向导通时，PN结内的电荷被积累，当二极管承受反向电压时，PN结内积累的电荷将释放并形成一个反向恢复电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。反向恢复电流在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强烈的高频衰减振荡。因此，输出整流二极管的反向恢复噪声也成为开关电源中一个主要的干扰源。可以通过在二极管两端并联RC缓冲器，以抑制其反向恢复噪声.。碳化硅材料的肖特基二极管，恢复电流极小。

形成原因

二极管在接反向电压的时候，在两边的空穴和电子是不接触的，没有电流流过，但是同时形成了一个等效电容（因为两边带电么，而且这个值又不为零），如果这个时候改变两边的电压方向，自然有一个充电的过程，这个时间就是了。

由输出整流二极管产生的干扰在输出整流二极管截止时，有一个反向电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。其中能将反向电流迅速恢复到零点的二级管称为硬恢复特性二极管，这种二极管在变压器漏感和其它分布参数的影响下，将产生较强的高频干扰，其频率可达几十MHz。

反向恢复过程短的二极管称为快恢复二极管（Fast Recovery Diode）。高频化的电力电子电路要求快恢复二极管的反向恢复时间短，反向恢复电荷少，并具有软恢复特性。

所有的PN结二极管，在传导正向电流时，都将以少子的形式储存电荷。少子注入是电导调制的机理，它导致正向压降（VF）的降低，从这个意义上讲，它是有利的。但是当在导通的二极管上加反向电压后，由于导通时在基区存贮有大量少数载流子，故到截止时要把这些少数载流子完全抽出或是中和掉是需要一定时间的，即反向阻断能力的恢复需要

经过一段时间，这个过程就是反向恢复过程，发生这一过程所用的时间定义为反向恢复时间trr

反激电源变压器的参数设计

对于反激电源而言，需要输入指标，输出指标，有些是客户直接给的，有的则要我们认为的选择。参数主要包括：输入交流电压范围，输出电压，输出电流，效率，开关频率等；

RMS:含义是均方根？待验证！

工作模式：

CCM:电流连续模式

DCM:电流断续模式

CRM:DCM和CCM中间的过度过程，即电感的电流刚刚降到0时，MOS管开通，即DCM到CCM的过渡的临界模式，CCM 在轻载时会进入DCM；

CRM优点：可以避免二极管进入反向恢复问题，同时也能避免深度DCM，防止峰流过大的缺点。在DCM模式，电感电流降到零以后，电感会和MOS的结电容谐振，给MOS结电容放电。

QR:那么，是不是可以有种工作方式是当MOS结电容放电到最低点的时候，MOS开通进入下一个周期，这样就可以降低MOS 开通的损耗了。答案是肯定的。这种方式就叫做准谐振，QR方式。也是需要变频控制的。

不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，现在都有丰富的控制IC可以提供用来设计。

一。确定反馈电源Vf:根据磁通伏秒积的平衡，有V in×D max=V f×(1-D max)，

那么：D max=V f/(V in+V f)

这就是说V f越大，D max也就越大。

那为了得到较大的工作占空比，V f能不能取的很大呢？事实上是不行的，我们从前面的分析中知道，MOS管的承受的电压应力，在理想情况下是V in+V f，当输出一定时V f也是一定的，而V in是随着输入电压的变化而变化的。另外，MOS管的耐压是有限制的。而且，在实际使用中，还必须预留电压裕量。

MOS的电压必须保证10%～20%的电压裕量。

常用的MOS管耐压有600V，800V的。

而对于全电压输入的85V~265V AC输入电源，整流后的直流电压约为100VDC～370VDC。

那么对于600V的MOS而言，保留20%电压裕量，耐压可以用到480V。最大电压应力出现在最大输入电压处，所以当最大输入直流电压为370V时，V f取值为480-370=110V。最大工作占空比出现在最低输入电压处为：

D max=V f/(V inmin+V f)=110/(100+110)=0.52

以此类推

650V的MOS，耐压用到520V，V f取520-370=150V，D max=V f/(V inmin+V f)=150/(100+150)=0.6

700V的MOS，耐压用到560V，V f取560-370=190V，D max=V f/(V inmin+V f)=190/(100+190)=0.66

800V的MOS，耐压用到640V，V f取640-370=270V，D max=V f/(V inmin+V f)=270/(100+270)=0.73

大的占空比，可以有效降低初级侧的电流有效值，降低初级侧的铜损和MOS的导通损耗。但是初级侧的占空比过大，必然导致次级的占空比偏小，那么次级的峰值电流会较大，电流有效值会偏大，那么次级线圈铜损会增加。另外，次级峰值电流大，也会导致输出纹波大。所以，通常建议，最大占空比取在0.5左右。

我个人的观点呢，对于DCM的机器，在最低输入85VAC电压下，可以考虑取占空比到0.6，那么在110VAC下，占空比约在0.46左右。

而对于CCM的模式，建议全范围内占空比不要超过50%，否则容易出现次谐波振荡。即便如此，在占空比不超过50%的情况下，也建议增加斜坡补偿，以增加稳定性。

所以，综上所述，占空比的选择，一方面要考虑MOS的耐压，另一方面还要考虑次级的电流有效值等因素。同时，对于MOS 耐压比较低的情况，比如用600V的MOS的时候，占空比适当再取小一点，可以减轻MOS的耐压的压力。因为变压器总是有漏感的，漏感会形成一个尖峰。这个尖峰和漏感以及电流峰值的大小等参数有关。当我们按照百分比来留电压裕量的时候，可能不够。

二。电感Lp当占空比和反射电压V f确定后，我们就可以开始着手设计变压器的初级电流波形，进而求出初级的电感量。

对于如图所示的两种工作模式，图中所示，是最低输入电压V inmin时变压器初级电流波形。那么可以知道平均电流为：

I avg=(I p1+I p2)×T onmax/(2×T)=(I p1+I p2)×D max/2

假如输出功率是P out，效率为η，那么

P out/η=V inmin×I avg=V inmin×(I p1+I p2)×D max/2

I p1+I p2=2×P out/(V inmin×η×D max)

对于DCM模式而言，I p1=0，对于CCM模式而言，有两个未知数，I p1、I p2。那么该怎么办呢？这里有个经验性的选择了。一般选择I p2=2～3×I p1，不要让I p2与I p1过于接近。那样电流的斜率不够，容易产生振荡。

计算出I p2与I p1后，我们就可以算出变压器初级电感量的值了。

根据：

(V inmin/L p)T onmax=I p2-I p1，可以得到：

L p=(V inmin×D max)/(f s×(I p2-I p1))，其中，f s是开关频率。

三。选择磁芯

磁芯的选择方式有很多种，有些公司会给出一些图表用于选择合适的磁芯。但大多数公司的数据和图表并不完整。所以，很多时候，我们需要先选择一个合适的磁芯，然后在这个基础上进行优化。

AP法是最常用的用来选择磁芯的一个公式，

其中，L单位为H，I p为峰值电流，单位为A，ΔB是磁感应强度变化量，单位为T，K0是窗口利用率，取0.2～0.4，具体要看绕组结构等。比如挡墙胶带会占去一部分空间，而如果磁芯是矮型的，那么挡墙所占部分肯可能就占很大比例了，这时候，磁芯的窗口利用率就要取的低。而如果，采用了三重绝缘线，那么窗口利用率高，K0就可以取的大一点。对于铁氧体磁芯来说，考虑到温度升高后，饱和点下移，一般ΔB应该取值小于0.3。ΔB过大，磁芯损耗大，也容易饱和。ΔB过小，磁芯体积会很大。功率小的电源，ΔB可以大一点，因为变压器表面积与体积之比大，散热条件好。而功率大的电源，ΔB则应该小一些，因为变压器的表面积与体积之比小，散热条件变差了。开关频率高的，ΔB也要小一点，因为频率高了，磁芯损耗也会变大。

根据计算出来的AP值，我们可以选择到合适的磁芯。

四。初级侧绕组匝数

其中，L是初级电感量，单位H，I p是初级峰值电流，单位A，ΔB是磁感应强度变化量，单位为T，Ae是磁芯截面积，单位cm2。

因为我们已经确定了反射电压，V f，已经有了初级匝数，那么次级的匝数就可以计算出来了。不过，计算次级匝数的时候，要考虑到次级输出整流二极管的压降，特别是输出电压很低的时候，二极管的压降要占很大的比例。对于肖特基整流管，我们可以考虑取正向压降为0.8V左右，对于快恢复整流管，可以考虑取正向压降为1.0V。

五。次级绕组的匝数

那么，对于常用的次级输出绕组匝数可以按下面的公式计算：

N s=(V out+V D)×N p/V f

V out是次级某绕组输出电压。V D是输出整流二极管压降。肖特基管取0.8V，快恢复管取1.0V。

六。次级整流二极管的电压应力

V DR=V inmax×N s/N p+V out

实际上的二极管耐压要高于这个数值。具体见元件降额使用的那个帖子里的阐述。对于CCM模式的电路，还必须在这个

七。绕组线径的选取

首先我们要计算出每个绕组的电流的RMS值，关于计算电流RMS值，我记得有个小软件的。可以很方便计算。然后根据每平方毫米5A的电流密度选择导线。同时，要注意高频下的趋肤效应，趋肤深度可以按照

来计算，f是频率，单位Hz

也就是说，单根导线的直径不要大于两倍趋肤深度。如果单根导线不够满足电流密度的要求。那么就用多线并绕或采用丝包束线或litz线。二极管上并联RC吸收回路，来降低反向恢复造成的电压尖峰和振荡。

八。C的功率

当MOS关断后，MOS的漏极电压迅速上升，当漏极电压达到Vin+Vf时，次级二极管导通，把变压器初级电压箝位在Vf上。而由于漏感是不受次级箝位的，所以，MOS管漏极电压继续上升，直到Vin+Vc电压，Vc是RCD箝位电容上的电压。这时候，箝位二极管D导通，漏感给电容C充电。由于电容容量足够大，箝位电压Vc基本保持不变。MOS的漏极电压也就被箝位在Vin+Vc。

当箝位二极管D导通后，漏感电流在箝位电压的作用下线性下降到零。有公式：

(V c-V f)×t/L lk=I p，那么可以计算出这段时间t为：

t=I p×L lk/(V c-V f)

由于吸收二极管的电流波形是个峰值为I p三角波，所以，每周期RCD吸收电路中耗散的能量为：

V c×I p×t/2

那么漏感输入到RCD中的功率为：

P=f s×V c×I p×t/2

代入上面t的表达式，得到：

从这个公式中可以看出，V c取值大一些，有助于降低RCD吸收电路的耗散功率。太小的V c会导致RCD电路的耗散功率过大。有一个经验性的取值，取V c=2～2.5×V f，但是，V c的数值同时也受MOS耐压的限制。特别是对于低耐压的MOS，没有足够的耐压空间。故而，V c的取值要和MOS的耐压、V f以及工作占空比综合考虑。如果要让工作占空比比较大，那么就要增加Vf的值，那么也就要增加Vc的值，那么就要用耐压足够高的MOS。如果MOS的耐压已定，由V c+V inmax

所以，反激电源中，很多参数之间有互相制约关系。不同的设计出发点，会得到不同的设计结果。

我们知道了耗散功率P，确定了箝位电压V c，下面我们就可以根据

P=V c2/R，来计算得到吸收电路中，R的阻值。

九。箝位电容的容量

在前面的计算中，我们一直是假设V c是不变的，事实上，V c是略有波动的。V c波动的大小，是和RCD吸收电容的容量相关的。一般我们可以接受Vc电压有5%～10%峰峰值波动。那么，假如我们选择5%的波动，在MOS关断瞬间，漏感造成V c电压的变化，可以有如下的公式：

旁路电容和去耦电容都是滤除高频噪声的，之所以叫法不同，是因为旁路电容是滤除输入信号的高频干扰，而去耦电容是滤除输出信号的高频干扰。所以电容的容值要很小。

数字电路中典型的去耦电容值是0.1uF，最好不用电解电容，去耦电容的选用经验算法：C=1/F,即10MHz取0.1uF，100MHz 取0.01uF）；

开关电源电容原则：

1.输入滤波电容器容量的选择：

当交流电压u=85~265V时，经验选择k=（2~3）uF/W

当交流电压u=230V时，k=1uF/W；

2.输出滤波电容器的选择：

a、输出滤波电容器的耐压值一般留出1.2~1.5倍的余量（为了更安全可靠可以选择2倍）。

b、输出滤波电容器的容量可按照1000uF/A来选择。

c、为减小输出噪声，可以在电解电容器上再并一只0.01~0.1uF的小电容。

d、可以将几只相同容量的电解电容器并联使用，以降低等效串联电阻。