基于UC3842的反激式开关电源的设计

目录

1.前言 (2)

1.1为什么要有开关电源？ (2)

1.2开关电源背景 (3)

2.系统总体构成框图 (4)

2.1反激式开关电源的核心原理说明 (4)

2.2系统设计构成框图 (6)

2.3各部分电路功能概述 (6)

2.4总体实现电路图 (8)

3.系统硬件设计 (8)

3.1EMI滤波电路 (8)

3.2钳位电路 (9)

3.3开关控制电路 (10)

3.4变压器参数设计 (11)

3.5输出滤波电路 (16)

3.6反馈取样电路 (17)

4.开关电源的安全 (19)

5.致谢 (20)

参考文献 (21)

反激式开关电源设计

周平

（湖北师范学院物理与电子科学学院湖北黄石 435002）摘要：在电子信息高速发展的时代，电源占据着重要的低位，尤其在弱电领域，人们不断地追求着低功耗，高效率，环保的高品质生活，这样对电源的研究就成了其中一个重要的话题，本论文意在学习和设计一种反激式开关电源，并从理论的角度分析高频变压器的设计。

关键词：反激，开关电源，高频变压器

中图分类号：TQ351

Designing Switching Power Supplies

Zhou Ping

( College of Physics and Electronic Science,

Human Normal University, Huangshi 435002, China )

Abstract: In the era of rapid development of electronic information , the power to occupy an important low , especially in weak areas , people continue

to pursue low-power , high efficiency , environmentally friendly high

quality of life , so that the power has become one of the important the

topic of this paper is intended to study and design of a flyback switching

power supply , high frequency transformer design and analysis from a

theoretical point of view .

Key words: Flyback ,Switching Power supplies , High-frequency transformer

反激式开关电源设计

1.前言

1.1为什么要有开关电源？

电源的优劣直接影响到各类电子设备的性能。电源可分为三类: 直流电源、交流电源和特种电源。而开关电源是直流电源中的一种。

假如现有一用电设备其额定电压为5V , 而我们只有一50V 的直流电源。要让电源给负载供电时可采用两种方法见图1、图2:

图1通过串联可调电阻的方法来实现在负载上获得5V的直流电压；图2 通过开关的通断使负载上获得平均电压为5V 的直流电压。图2 中, 当开关合上时, 负载上瞬时电压大小为50V , 开关断开时负载上的瞬时电压为0V。我们设开关周期为T , 通过某种方法，在一个周期内让开关合上T/ 10, 断开9T/10, 这样用方法2 获得的平均电压即为所需大小的电压。两种方法中方法1 效率只有10%, 而方法2 理想情况下效率为100%，方法2的效率远远高于方法1。方法1就是线性电源的实质，而方法2就是开关电源的实质，我们的目的就是研究和实现这种“开关”的方法。

从以上分析可以看出, 开关电源相对于线性电源来说, 显著的优点就是效率高。我们可以让功率器件工作于开关状态, 这样的话功耗就小, 因而开

关源可对市电进行直接整流、滤波、调整后通过功率开关管进行调整, 不需工频变压器; 隔离式的DC/ DC 变换器使用变压器时, 由于功率开关管开关频率高, 所用变压器为高频变压器, 功率相同的前提下,高频变压器比工频变压器要轻小很多; 同时功率器件功率小, 所需的散热器件也小; 此外功率开关管开关频率高, 所需的电感电容数值较小; 所以开关电源相对于线性电源来说效率高、体积小、重量轻, 这在很多场合下更符合人们对便携式的需求。

1.2开关电源背景

在电力电子技术高速发展的时代，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。

开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的发展空间。

目前开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。

2.系统总体构成框图

2.1 反激式开关电源的核心原理说明

工作原理：假定开关晶体管、二极管均是理想元件，电感、电容是理想元件，输出电压中的纹波电压与输入电压的比值小到允许忽略。

图2-1-1 反激式开关变换器原理图

当PWM控制的N_MOSFET管导通时，它在变压器初级电感线圈中存储能量，与变压器次级相连的二极管VD处于反偏压状态，二极管VD截止，在变压器次级无电流流过，即没有能量传递给负载。

当PWM控制的N_MOSFET管截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转，使VD导通，给输出电容C充电，同时负载R上也有电流I流过，变压器在电路中既起着变压器的作用，又起着电感储能的作用。

图2-1-2 开关管导通与截止的等效电路图

当反激式变换器原边开关管导通时，变压器原边绕组的作用相当于一个电感，电压加在原边电感上，开关导通期间，原边电流持续上升。

L f DC V L T DC V t L V I on pk ??=??== (1.1)

这里，DC(Duty Cycle)是占空比，f(frequency)是开关频率，T=1/f 是开关周期，L 为励磁电感，此方程适用于变换器工作于电流DCM(断续模式)的反激式变压器，开关管导通期间原边电流波形如图2-1-3

所示。

图2-1-3断续模式下反激式变压器的电流波形

由电路分析中电感存储能量公式得到：

)(21)()()()(200000t Li t E Lidi t E d d di Li t E t E t t +=+=+=??ξξ (1.2)

式中i(t)表示t 时刻电感中的瞬时电流值，L 为电感的电感值。E 的单位为焦耳，L 的单位为亨利，i 的单位为安培。

当初始储能为零时：

)(2

1)(2t Li t E = （1.3） 设电流的峰值大小为pk I ，由上式(1.3)可知，反激式变压器每次储存

的能量取决于峰值电流的大小：

22

1pk LI E = (1.4)

将(1.1)式代入(1.4)式，得

L

f DC V L f DC V L LI E pk 22

2222)(2121=??== (1.5) 因此在理想条件下变压器传输功率即为：

fL

DC V Ef P 22

2== (1.6) 又因为 T

t DC on =, 代入上式，可以得到： L

t V f f fL t V T t fL V fL DC V P on on on 2)(2)(222

22

22222?=?=== （1.7） 从式（1.7）可以看出，只要反馈环保持on t V ?恒定，即可保持输出电压恒定；另外从公式可以知道，当on t V ?恒定，如果要提高输出功率，那么只有通过提高开关频率或者减小电感量来实现。对于开关频率不变的电路中，由于实际的电感都有一个最小值，所以断续模式反激式变换器是有最大输出功率的限制(通常为50W~150W)。

2.2 系统设计构成框图 桥式全波整流

及滤波DC —DC 变换器EMI 滤波交流

输入输出滤波12V 直流

输出

闭环

反馈

图2-2 系统构成框图

2.3 各部分电路功能概述

整体电路可分为主电路和控制电路两部分：

主电路：由交流输入EMI 防电磁干扰电源滤波器、二极管整流与电容滤

波、DC/ DC 功率变换器三个部分组成。

控制电路：通过反馈信号与给定信号相比较的结果产生恰当的控制信号, 并对控制信号进行隔离与放大, 以保证能控制与驱动主电路正常工作, 使得输出符合要求, 同时也起到对主电路保护的作用。

开关稳压电源将来自市电整流滤波不稳定的直流电压变换成交变的电压，然后又将交变的电压转换成各种数值稳定的直流电压输出，因此开关稳压电源又称为DC/DC变换器（或称为直流直流变换器）。

DC/DC 变换器是开关电源中最主要的功率变换环节。DC/DC 变换器有输入输出无隔离即直通型和输入输出隔离型两种类型。直通型DC/ DC 变换器典型的电路有Buck (降压)型、Boost (升压)型、Buck—Boost(升降压)式和Cuk 型等几种类型; 输入与输出隔离型的DC/DC 变换器典型的电路有单端正激式、单端反激式、推挽式、半桥式和全桥式等几种类型。但无论哪种类型的DC/DC 变换器的开关电源其基本原理都是开关管工作于开关状态下, 通过改变开关管导通与关断的时间关系来改变输出电压的。输出电压的稳定依靠电容电感的滤波和反馈电路来实现。

本次设计的开关电源为单端反激式，实现的是交流85V~265V /50HZ宽范围输入，输出电压12V最大电流5A。

电路中输入的工频电通过EMI滤波，能够对来自电网电源线的外来噪声进行衰减，减小电磁干扰，防止下级连接的电路或部件以及接于输出端的设备产生勿动作。

桥式全波整流是将交流电变换成纹波较小的脉动直流给DC / DC变换器提供输入。

DC / DC变换器是整个电路的核心，也是本设计的重难点，它是实现开关电源高效率、小体积的关键。

输出滤波电路是为了将开关电源产生的传导噪声或辐射噪声进行衰减，不至于对其他电子设备产生电磁干扰。

闭环反馈是选用的是电压负反馈，因为负反馈可以实现稳压的作用，电压反馈可以降低输出阻抗，提高带负载的能力。

2.4 总体实现电路图

系统总体简化图

3.系统硬件设计

系统的硬件设计分几个模块，从输入到输出方向来看，分别为EMI滤波电路的设计，钳位电路的设计，开关控制电路的设计，变压器参数设计，输出滤波电路设计，反馈取样电路设计等构成。

3.1 EMI滤波电路

EMI为电磁干扰的简写，EMI滤波器作用是防止电磁干扰，标准的EMI 滤波器通常由串联电抗器和并联电容器组成的低通滤波电路，其作用是允许设备正常工作时的频率信号进入设备，而对高频的干扰信号有较大的阻碍作用。通常电源线是干扰传入设备和传出设备的主要途径，通过电源线，电网的干扰可以传入设备，干扰设备的正常工作，同样设备产生的干扰也可能通过电源线传到电网上，干扰其他设备的正常工作。因此必须在设备的电源进线处要加入EMI滤波器。

本系统EMI滤波电路采用上图所示电路，因为设计输出的最大功率为60W，属于中大型功率电路，宜采用上图所示滤波电路。

3.2钳位电路

单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升／降范围宽、易于多路输出、可靠性高、造价低等优点，广泛应用于小功率场合。然而，反激变换器在功率开关管关断的瞬间，由于变压器漏感的存在，会产生较大的尖峰电压，这个电压可能会超过开关管的额定值，从而给变换器带来严重危害，同时在开关管上产生较大的关断损耗及电磁干扰。为了消除这些隐患，需要在变压器原边侧采用箝位电路和在开关管上并联缓冲电路，这里采用RCD网络作为反激电路的箝位电路和开关管的缓冲电路。

具体参数的设计要等变压器的参数确定以后才可以确定，后面会讲怎样计算R1，C1和D1参数的计算。

3.3开关控制电路

本设计的开关信号由UC3842芯片的第6引脚提供，它产生PWM控制信号给N-MOSFET管。UC3842是一种高性能的固定频率电流模式控制器，专门为离线和直流至直流变换器应用而设计，为设计人员提供只需最少外部元件就能获得成本效益高的解决方案。这些集成电路具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考、高增益误差放大器。电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率MOSFET的理想器件。

UC3842管脚图：

芯片功能说明：UC3842 采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8 个引脚，各脚功能如下：

①脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性；

②脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V 基准电

压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度；

③脚为电流检测输入端， 当检测电压超过1V 时缩小脉冲宽度使电源处于间歇工作状态；

④脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定，f=1.72/(RT×CT)；

⑤脚为公共地端；

⑥脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns 驱动能力为±1A ；

⑦脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为15mW ； ⑧脚为5V 基准电压输出端，有50mA 的负载能力。

3.4变压器参数设计

开关电源比较核心的问题就是高频变压器的参数设计，现在针对设计要求我们来一步步设计每个参数

3.4.1工作频率和最大占空比的确定

选定开关频率f=100kHz ，则周期10T us =。因为宽输人范围，若电路工作于连续模式将发生振荡，因此必须让它工作于电流断续模式，为了保证电路工作于电流断续模式，需要保证整个输入电压范围下1)(max <+r D D ，其中max D 是在宽输入电压为最小值时取的最大占空比，r D 表示复位占空比；采用电流断续模式时，42.0max =D ，复位占空比45.0=r D ，留出0.15的裕度，保持输出电压恒定输出。

3.4.2计算变比

变比可由下式计算得到：

T r

o i D U D U L L n η?'?'==21

式中T η为变压器效率，'i U 和'o U 为变压器初级电压和次级电压；一般变

压器效率T η=0.80~0.95，包含导线铜损耗、磁芯损耗以及漏感引起的籍位损耗，这里取T η=0.80。

'min min i i s U U U =-，s U 为开关管压降，这里取1V; '2o o U U U =+, 2U 为输

出电路中所有压降，包括整流器压降、电流取样电阻压降和线路压降等，这里取1V 。于是有：

4.539.58.045

.01342.08421≈=??=?'?'==T r o i D U D U L L n η 3.4.3 次级电感量2L 和初级电感量1L

由上面推导得：()O r O fP D U L '2'22=，式中'o P 为变压器输出功率。

代入数据得：()()uH fP D U L O r O 63.251310100245.013'2'3222=?????==

根据变比得到初级电感量1L 为：

uH uH L n L 7.7663.24.52221=?==

3.4.4初级峰值电流

A uH

us V L T U I on i p 59.47.761042.08411=??=?'= 平均电流A D I T T I I P on P 964.0242.059.422111=?===

3.4.5磁芯材料的选择和尺寸的计算

选择Magnetics 公司P 材料，100℃饱和磁感应1000.39s C B T = ，查磁芯

手册可知频率为100kHz 时损耗(mw/cm 3)与频率、磁感应关系为：

1.63

2.6230.0434(/)P f B mw cm =

式中：f 为频率（kHz ）,B 为磁感应强度（kGs ），如果3100/P mw cm =，100f kHz =，则解得0.109B T =

应用经验公式，则：

43463421max 142.0]006

.0109.059.4964.0107.76[][cm K I B I L A L p =????=???=- 3.4.6磁芯选择

根据442.0cm A p = 选择EI-28,其460.0cm A p =

3.4.7计算匝数

次级峰值电流2p I 为：A D I I r O p 2.2245

.05222=?== 次级匝数：1.31086

.0109.022.2263.22max 222=????=?=-e P A B I L N 取4匝， 则有：6.2144.51=?=N ，取22匝。初级匝数取整对变比影响很小，占空比、初级电流等不必重算，其中e A 为磁芯有效截面积。

3.4.8气隙长度计算

气隙长度计算公式： 20p e

g p u N A l L ??=

式中 g l ———气隙长度mm ； 0u ———7410-∏? ； p N ———原边匝数； p L ———原边电感mH ; e A ———磁芯面积2mm 。 代入数据得：mm L A N u l p e

p g 68.00767

.086221042720=???=??=-π

3.4.9计算导线尺寸

次级电流有效值2I 为： A D I I r p rms 6.83

45.02.22322=?== 选取电流密度5A/2mm ,导线面积2A 为 2272.156.8mm A ==

初级电流总有效值1I 为 A D I I p

prms 717.1342.059.431=?== 初级导线截面积1A 为 2234.05

717.1mm A ==

3.4.10变压器绕组的绕制结构 因为变压器绕制结构的好坏，会直接影响电源输出的纹波的大小，因而在本电路中采用三明治绕法：首先将一次侧绕组并绕于第一层上；然后绕二次侧，最后将辅助供电绕组绕于最上层。

3.4.11开关管的选择

因为开关管的工作频率为100kHz,故选择MOSFET 作为开关管，选择管子的漏极电压应满足：

(max)2

10(min)i DS U N N U U +'> Vdc U i 265(max)=

故 V U N N U U i DS 5.3362654

2213(max)210(min)=+?>+'>（忽略漏感引起的尖峰）,实际取值400V

漏极电流D I ：对于反激式变换器，选择开关管的额定平均电流时，大约取最大输入平均电流的1.5倍是比较理想的：

A A I D 446.1964.05.1=?=

通过查找三极管大全，可以知道应该选用管子

IRF730(Vdc U DS 400=,A I D 5.5=,W P CM 75=)能达到设计要求。

现在我们可以来对RCD

钳位电路的参数进行设计了：

V V V U in D SS BR clam p 952654009.09.0(max))(=-?=-=

电阻R1的选择：

箝位电路的损耗为：

箝位的损耗主要由1R 造成，假设变压器的漏感leak L =20uH

Ω=??????-=-=

-8.73101005.5102095)4221395(2)()(2326211S dspeak eak clamp

OR clamp f I l V V V R 取80Ω

二极管D1的选择：

二极管1D 所承受的反向峰值电压为：12

in out N U U N + 故V N N V V V out in R 5.3364

221326521(max)(min)=?+=+> A I I p F 51(min)=≈

可选用管子HER60

电容C1的选择： nF f R V V C s C clmp clamp

c 950101001001095300=???=?> 取1uF 。

3.5 输出滤波电路

输出滤波电路中，C1是电容值较大的电解电容，以减小纹波信号，平滑输出直流电压，C2一般取较大的高压陶瓷电容，经验值取0.1uF/1KV 的大电容，电阻R 取2K Ω左右即可，电容C3取0.1uF/100V 即可。

其中输出滤波电容C1的值可以用下式确定。

ripple s out out V f D I C )1(min (max)(min)-=

式中 (m a x o u t I ——输出端的电流的最大值，单位为A ；

m i n D —— 在高输入电压和轻载下所估计的最小占空比（因估计值为 0.3是比较合适的，故下面计算时采用0.3）；

r i p p l V ——期望输出电压纹波峰峰值，单位为V ，取40mv 。

将相应的数值代入上式得：

uF V f D I C ripple s out out 3885104010100)3.01(2.22)

1(33min (max)(min)=???-?=-=-

因为这么大的电容一般比较贵，为了减小成本，我们实际当中可以用4

个1000uF/16V规格的大电容并联使用也可以满足设计要求。

3.6反馈取样电路

器件说明：

BT169：

BT169（微触发塑封单向可控硅）：

工作原理:

晶闸管T在工作过程中，它的阳极（A）和阴极（K）与电源和负载连接，组成晶闸管的主电路，晶闸管的门极G和阴极K与控制晶闸管的装置连接，组成晶闸管的控制电路。它具有硅整流器件的特性，能在高电压、大电流条件下工作，且其工作过程可以控制、被广泛应用于可控整流、交流调压、无触点电子开关、逆变及变频等电子电路中。

晶闸管的工作条件：

晶闸管承受反向阳极电压时，不管门极承受何种电压，晶闸管都处于反向阻断状态 2. 晶闸管承受正向阳极电压时，仅在门极承受正向电压的情况下晶闸管才导通。这时晶闸管处于正向导通状态,这就是晶闸管的闸流特性,即可控特性. 3. 晶闸管在导通情况下，只要有一定的正向阳极电压，不论门极电压如何，晶闸管保持导通，即晶闸管导通后，门极失去作用。门极只起触发作用 4. 晶闸管在导通情况下，当主回路电压（或电流）减小到接近于零时，晶闸管关断。

TL431：

TL431是一个有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。它的输出电压用两个电阻就可以任意的设置到从Verf（2.5V）到36V范围内的任何值。

基本应用电路

PC817：

PC817为四端口单通道集成光电耦合器，用来隔离输入与输出信号，在此电路中用来隔离输出与反馈之间的信号，目的在于增加安全性，减小电路干扰。

说明：

端口2通过一电阻从原边绕组输入端取得门控电压，来控制BT169导通，这样原边电源端可以通过稳压管、电阻、端口1、光耦与地之间形成一个回路，并在取样电阻上面产生一个取样电压，此电压通过电阻到端口3并输入到UC3842的1脚（误差放大器的输出端）和2脚（反馈电压输入端）从而来控制UC3842的输出占空比，从而来控制输出电压，输出电压之所以能稳定，一方面是通过TL431，调节可调电阻使得输出稳定在12V；另一方面当输出电压高于12V时光耦导通加强，使得占空比减小，从而使得输出电压稳定在12V，当输出电压低于12V时，光耦导通减弱，从而控制占空比增大，输出电压增大，最终稳压在12V。

其中占空比的稳压控制方面，是在变压器已经确定的时候，即最大效率已经确定的时候的自动反馈控制，它的稳压控制机制不影响整机的效率，而TL431控制的稳压方面会使得功率点稍稍偏移最大功率点的稳压控制。

4.开关电源的安全

设计开关电源，要考虑以下六个安全方面的问题：

(1)防漏电

如冷热地之间的爬电距离必须大于6mm，两输入引脚端的爬电距离必须大于3mm。

(2)防过热起火

对开关MOSFET要采取适当的散热措施，以免过热烧坏或起火；高频变压器必须有合适的空间散热，以保持其传输效率。

(3)防爆

特别是电解电容，通常电解电容耐压值应大于1.25倍输入电压；同时还应当注意电解电容的容值会随着温度的升高而降低，并且长时间过高温度会降低其寿命（温度每上升10℃，电容的寿命减半），最终影响整个开关电源