提高电流放大器电流响应速度的研究

Vol.29 No.11 2009.11
船电技术 2009 年
第 11 期
提高电流放大器电流响应速度的研究
刘继祖 1 刘德志 2 翟小飞 2
（1.海军工程大学电气与信息工程学院，武汉 430033；2.海军工程大学电力电子技术研究所 武汉 430033） 摘 要：提出采用超前校正和负反馈校正提高电流放大器输出电流响应速度方法。分析了电流放大器结构
和采用输出电流反馈的工作原理，指出感性负载的时间常数是影响电流响应速度的主要因素。研究采用超 前校正和负反馈校正减小负载等效时间常数的基本原理。建立了电流放大器的仿真模型，采用 DSP 和智能 功率模块(IPM)搭建了 H 桥式电流放大器及其控制电路和控制软件。阶跃指令和复合指令的仿真和试验表 明，两种方法均提高了输出电流的响应速度，满足快速跟随电流指令要求。 关键词：电流放大器 电流响应速度 超前校正 负反馈校正 文章编号：1003-4862 (2009) 11-0001-06
中图分类号：TN722.73
文献标识码：A
Research on Increasing the Response Speed of the Current Amplifier
Liu Jizhu1, Liu Dezhi 2, Zhai Xiaofei2
(1. College of Electrical and Information Engineering, Naval University of Engineering, Wuhan 430033, China; 2. Naval University of Engineering，Wuhan 430033，China )
Abstract: Two kinds of methods such as lead net rectification and negative feedback rectification are proposed, which can increase the output current speed of the current amplifier. The circuit structure of the current amplifier and the current feedback principle are analyzed in this paper. It is pointed out that the characteristic time of the inductive load is the main factor for the slow current speed. The principle of the two methods which can reduce the inductive load’s equivalent characteristic time is studied. Besides the Simulink model, a H bridge structure current amplifier and its control circuit and software using DSP controller and IPM are achieved. Both simulate and experiment results, with the step and the complicate current instruction, show the two kinds of methods can increase the current response speed and meet the fast instruction following need. Key words: current amplifier; current response speed; lead net rectification; negative feedback rectification 源。电流放大器一般是由电源、电力电子电路、 感性负载、控制器等四个部分构成，采用输出电 流闭环控制，其基本结构如图 1 所示。理想电流 放 大 器 要 求 输 出 电 流 i m(t) 完 全 复 现 电 流 指 令 iref(t)，即 im(t)= iref(t)。由于感性负载电流不能突 变的特性，感性负载对电流表现为惯性环节，这 种惯性往往会导致负载电流变化滞后于电流指令 变化， 对于电流响应要求较高的系统这是不利的。
1
引言
工业生产中存在一些感性电流型负载（如发
电机励磁绕组、 电磁作动器等） 他们共同的特点 ， 就是对负载电流有着严格的动态和稳态要求，在 满足输出电流平稳的同时要求输出电流快速跟随 电流指令 。电流放大器作用就是根据电流指令 向感性电流负载提供电流，本质上就是受控电流
[1]
收稿日期: 2009-05-18 作者简介：刘继祖（1987-） ，男，本科，专业：电气工程。
1

船电技术 2009 年 第 11 期 增大负载电感有利于减小电流放大器输出电流纹 波，但同时会增加负载的惯性，减小系统的动态 响应速度。可见，电流稳态输出品质和电流响应 速度是一对矛盾。解决这种矛盾的最有效措施就 是在控制系统采用适当的补偿环节，提高电流响 应速度。本文提出超前校正、负反馈校正两种措 施提高电流放大器响应速度。
iref (t )
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本文采用电流单向流动、电压双象限的 H 桥 式电路拓扑结构进行分析。图 3 为采用全控型器 件 IGBT 元器件构成的电流单象限电流放大器 （以后简称 H 桥式电流放大器） 。
Ic
U
D
im (t )
im (t )
Rd
U dc
图3 图1
IGBT 构成的 H 桥电压双象限、电流单象 限电流放大器
电流放大器基本结构
Id Is
Rs
U dc
UT
2 电流放大器电路结构及基本原理
电流放大器电路拓扑结构可以为电压、电流 在第一象限的 Buck 电路，也可以采用电流单向 流动、电压双象限的 H 桥式电路，也可以采用四 象限 H 桥式电路 [2]，其拓扑电路结构如图 2(a)～ 图 2(c)所示。这三种电路结构针对不同应用场合 灵活选取，本文不做分析。
L
Ls
Ic
VT1
C
L
Uf
VT4 充电回路 (a)
Im
RL
Us
Id Is
UD
R
Ls
Ic
U dc
Rs
(a) Buck 电路电流放大器原理
L
Uf
Im
RL
Us
L
R
(b) H 桥式四象限电流放大器原理
D2
图 4 电流放大器充放电回路
图 3 中 VT1 和 VT4 为两个 IGBT，其门极 PWM 控制信号相同。K1 和 K2 组成灭磁开关， 一般情况下 K1 导通 K2 关断。由于 D2 和 D3 的 作用，负载电流 Im 只能沿一个方向流动。当 VT1 和 VT4 同时导通时，感性负载被充电，负载电流 增加，其充电回路如图 4(a)所示；当 T1 和 T4 同 时关断时，感性负载经过 D2、D3 反相放电，负
K1
Us
L
C D1
R
K2
(c) H 桥电压双象限、电流单象限电流放大器原理 图2
2

Vol.29 No.11 2009.11 载电流减小，放电回路如图 4(b)所示。调节 VT1 和 VT4 的 PWM 控制信号的占空比 D， 就可以控 制负载电流充电和放电过程，从而获得一定大小 的负载电流。电流指令下降电流放大器深度放电 时，电容被反向充电，电压不断上升。当电容电 压超过其耐压上限，使 K2 导通 K1 关断，感性负 载和电容的能量通过电阻 Rd 回路放电， 电容电压 下降。当电容电压下降到设定的下限值时， K1 使 导通 K2 关断，电容继续被反向充电，存储能量。
Im i02 i01
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持续导通 K2 关断 K1 可以实现故障时的关断电流 输出。 每个 PWM 周期内，充电阶段的结束状态是 本周期内放电的初始状态，本周期放电结束的状 态是下一个 PWM 周期充电过程的初始状态。充 电和放电两种状态相互交替转换，最终电路进入 稳态。 稳态时负载电流如图 5 所示。 其中 i01 和 i02 分别充电和放电阶段的初始值，?Im 为稳态电流 波动幅值。
?I m
t01
TD
T
t02
t01 + T
T
图 5 稳态时负载电流波形
电流放大器采用输出电流闭环控制，其控制 原理图如图 6 所示。从图 6 可以看出影响电流输 出响应速度的主要因素是阻感性负载的时间常数 Te = L/RL，当此时间常数较大时，输出电流响应 难以提高。因此，提高电流放大器响应速度的主 要措施就是减小被控对象的等效时间常数。
I ref +
?
Ka 1 + Te s
Im
图 7 补偿前后被控对象的频率响应
3.1 超前校正网络，减小被控对象等效时间常数 如图 8 所示， 串联一个超前校正网络 L(s)后，
图 6 电流放大器控制原理图
被控对象的传递函数为 G’ (s)。
U (s)
3 两种校正方法的原理
被控对象的时间常数 Te 反应了系统的惯性， 被控对象一旦确定其时间常数就不会改变。本文 给出的两种补偿措施都是从控制原理角度减小控 制器输出所面对的被控对象等效时间常数，达到 提高电流放大器响应速度的目的。减小惯性环节 的时间常数也改变了其频率响应，图 7 反应了补 偿措施对被控对象的频率响应的影响，可见加入 补偿后其截止频率提高，相位滞后程度减小，有 利于提高系统的响应速度 [3-5]。
L( s)
K (1 + aτ s) 1+τ s
G′( s )
G (s) Ka 1 + Te s
Y ( s)
a >1
图 8 采用超前校正网络减小被控对象等效时间常数
G′( s ) 的传递函数表达式为： 1 + aτ s K a （ a > 1 ） （2） i G′( s ) = 1 + τ s 1 + Te s
当取 aτ = Te 时，G’ (s)化简为 3

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G′( s ) =
Ka 1 + aτ s K a i = 1 + τ s 1 + Te s 1 + τ s
G′( s) = =
由于 τ = Te / a, a > 1 ，因此 τ < Te ，可见被控 对象的等效时间常数减小。调节 L(s)中的系数 K 修正输出信号的幅值。 10(b)反映了加入超前校 图 正网络后，被控对象对输入信号的相位延迟较。 3.2 采用负反馈原理减小被控对象等效时间常 数 从图 9 可以看出引入负反馈后，被控对象传 递函数 G′(s)
Ka K 1 + K a K f + Te s KA Te 1+ s 1 + Ka K f KA 1+τ es
（4）
=
其 中 ， τ e = Te /(1 + K a K f ) ， 一 般 情 况 下
K a K f >> 1 ，因此被控对象的等效时间常数大大 减小。 通过调整系数 K 可以修正 G′( s ) 放大倍数。
从图 10(c)可以看出采用负反馈后， 输出信号近乎 和输入信号同相位。
G (s)
U ( s)
K
?
Ka 1 + Te s
Kf
Y (s)
U ( s)
KA 1+τ es
G′( s )
Y ( s)
图 9 采用负反馈减小被控对象等效时间常数
4 仿真与试验
本文分别采用超前校正补偿措施和负反馈校 正补偿措施进行仿真和试验。试验电路采用 H 桥 式电流放大器，电路结构如图 3 所示。H 桥式励 磁电流放大器采用三菱智能功率模块 IPM(PM75RLA060)，其管子耐压为 600 V，电流 为 75 A。该 IPM 包含了 6 个 IGBT 及驱动，构成 了通用型二电平逆变器电路。 本文选用其中的 U、 W 两相构成 H 桥式电路，U 相的上臂管（VT1） 和 W 相的下臂管 （VT4） 采用相同的 PWM 脉冲， U 相下臂管和 W 相的上臂管处于不导通状态， 使 用其反并联的续流二极管作为图 3 中的续流二极 管 D2、D3。控制器采用 DSP(TMS320F2812)芯 片，其最大工作频率为 150 MHz，具有丰富的外 设（如事件管理器 EVA 和 EVB、12 位 AD 采样 转换模块） ，每个事件管理器（EVA 和 EVB）可 以分别产生六路同步的 PWM 脉冲。DSP 控制器 主要功能是对输出电流进行 AD 采样转换，进行 PID 控制运算，产生二路同步的 PWM 脉冲控制
(c) 采用负反馈的输入输出 图 10
两个 IGBT（VT1 和 VT4）导通和关断 [6-7]。LEM 霍耳电流传感器（LA28-NP）将负载电流 Im 按比
4

Vol.29 No.11 2009.11 例转换输出电流 Imf， Imf 流过采样电阻 Rm 产生电 压信号 Um， Um 经过电压跟随器和二阶低通滤波 器后送入 DSP 的 AD 转换模块进行采样
[8-9]
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PWM（其中 PWM2 和 PWM5 置低，PWM1 和 PWM6 同步变化）经过高速光耦（HC4504）隔离 后输出，控制 IPM 构成的电流放大器。
。图
11 为负载电流采样及滤波电路。DSP 输出四路
Im
I mf
Rm
Um
图 11 电流采样及滤波电路
本文采用 C 语言开发 DSP 的控制程序。 控制 程序以定时器 1（Timer1）的下溢中断作为主运 算程序， 中断周期为 0.1 ms 开关频率为 10kHz） （ ， 在一个下溢中断周期内完成 AD 采样、PID 运算 并 改 变 比 较 寄 存 器 (CMPR) 值 ， 从 而 改 变 输 出 PWM 脉冲的占空比。 图 12 为软件控制流程图。
（b） 图 13 校正前， 电流阶跃响应仿真 1A （a） 和试验曲线 （b） 图 12 电流放大器软件控制流程图
试验的负载参数为 RL=16?，L=5H，电流放 大 器 直 流 侧 电 源 电 压 Uf=80V ， 电 容 C=2200μF/450V。 对应试验， MATLAB/Simulink 在 中建立相应仿真模型。仿真和试验的对照结果如 图 13～图 16 所示。
（a）超前校正
(b) 负反馈校正 （a） 图 14 1A 电流阶跃响应试验曲线
5

船电技术 2009 年 第 11 期 当复合电流指令为如公式 （5） 所示的分段函 数时，仿真和试验曲线如图 15 和图 16 所示。 ? I ref = 0.5(1 ? co s(2 π t )) / 2; 0 ≤ t ≤ 1 （5） ? I ref = 0.5 t ? 0 .5;1 ≤ t ≤ 3 ?
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从仿真和试验结果可以看出采用超前校正和 负反馈校正的方法都能有效地提高电流放大器的 阶跃响应的速度，阶跃电流上升时间（到达稳态 电流的 90％的时间）从 170 ms（见图 13）减小 到 135 ms（采用超前校正）和 126 ms（采用负反 馈校正） 。当指令为公式（5）所示时，采用两种 补偿措施都使输出电流快速跟随电流指令，滞后 时间较小。
5 结束语
电流放大器由于感性负载的滞后特性往往导
(a)
致电流响应速度不高，在指令快速变化时难以满 足时间的要求， 本文从控制系统的基本原理出发， 采用超前校正和负反馈校正两种补偿措施，提高 了电流放大器的电流响应速度，使得输出电流可 以快速跟随电流指令的变化。采用这两种措施只 需在控制软件中进行实现，无需进行外部硬件电 路的改造。当负载参数变化、电流响应要求改变 时，灵活选取参数，可以在较短时间内达到系统 要求。
(b) 图 15 校正前，电流指令的仿真（a）和试验曲线（b）
参考文献：
[1] 陆 继 明 , 毛 称 雄 , 王 丹 . 同 步 发 电 机 微 机 励 磁 控 制 [M]. 北京：中国电力系统出版社, 2005. [2] 李军, 李华峰. 基于斩波控制的新型励磁系统[J]. 电 力自动化设备, 2006, 26(7): 13~17. [3] 胡寿松. 自动控制原理[M]. 北京：国防工业出版社, 1994. [4] 邵伟, 徐政. 励磁系统参数整定研究[J]. 中国电机工 程学报, 2002, 22(10): 12~17. [5] 林渭勋. 现代电力电子技术[M]. 杭州：浙江大学出 版社, 2002. [6] 翟小飞, 张俊洪, 赵镜红. 基于 DSP 矢量控制中检测 反馈电流新方法[J]. 电力自动化设备. 2007, 27(2): 62~64. [7] 张波涛, 马伟明, 肖飞. 12/3 相 DWIG 励磁系统电容 电压的模糊-PI 双模控制[J]. 电力系统自动化, 2004, 28(22): 32~37. [8] 田希晖, 房建成, 刘刚. 磁悬浮飞轮混合磁轴承模糊 PI 控 制 PWM 开 关 功 放 [J]. 仪 器 仪 表 学 报 . 2008, 29(5): 943~948. [9] 李岩, 宋常青, 侯跃新. 提高微弱电流放大器性能的 方法[J]. 核电子学与探测技术. 2007, 27(5): 978~981.
（a）超前校正
(b) 负反馈校正 图 16 给定电流指令的试验曲线
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