第十二章 双正交小波及小波包
346
第12章 双正交小波及小波包
我们在上一章给出了正交小波的构造方法。正交小波有许多好的性质,如
)()(),('
,,'
k k t t k j k j -=δφφ,)()(),('
,,'
k k t t k
j k
j -=δψ
ψ
,0)(),('
,,=t t k
j k j ψ
φ ,此
外,尺度函数和小波函数都是紧支撑的,有着高的消失矩等等。Daubechies 给出的正交小波的构造方法可以方便的构造出所需要的小波(如DBN ,SymN ,CoifN)。但是,正交小波也有不足之处,即)(t φ和)(t ψ都不是对称的,尽管SymN 和CoifN 接近于对称,但毕竟不是真正的对称,因此,这在实际的信号处理中将不可避免地带来相位失真。)(t φ和)(t ψ的不对称性来自所使用的共轭正交滤波器组)(0z H 和)(1z H 的不对称性。我们已在7.8节讨论了具有线性相位的双正交滤波器组的基本概念,给出了可准确重建的双正交滤波器组的设计方法。本章,我们把这些内容引入到小波分析,给出适合小波变换的双正交滤波器组准确重建的条件,给出双正交条件下的多分辨率分析及双正交小波的构造方法,最后简要讨论小波包的基本概念
12.1 双正交滤波器组
现在,我们结合小波变换的需要来研究双正交滤波器组的内在关系及实现准确重建
的条件。所谓“小波变换的需要”是指在用)(0z H 对)(0z a 分解时需要将)(0z H 和)(1z H 的
系数作时间上的翻转,即用的是)(10-z H 及)(11-z H ,或)()(00n h n h -=,)()(11n h n h -=,
见(10.6.1)式及图10.6.2。将图10.6.2的正变换和图10.6.3的反变换结合起来,我们可得到如图12.1.1所示的一级分解和重建的类似于两通道滤波器组的信号流图。注意,图中用于重建的滤波器不再是图10.6.3中的)(0z H 和)(1z H ,而是)(?0
z H 和)(?1z H ,它们分别是)(0z H 和)(1z H 的对偶滤波器。有关“对偶”的概念见1.6节,在下面的讨论中将涉及对
偶滤波器的作用。
现在我们来分析该图中各信号之间的关系及实现PR 的条件。由第七章关于两通道滤波器组的理论,我们有
347
图12.1.1 双正交滤波器组
)2()()(001n h n a n a *=
)2(),()2()(0000
n k h k a n k h k a
k
-=-=
∑ (12.1.1a)
)2()()(101n h n a n d *= )2(),()2()(1010
n k h k a n k h k a
k
-=-=
∑ (12.1.1b)
)(?)()(?)()(?1
'10'10n h n d n h n a n a *+*= ∑∑-+-=
l
l
l n h l d
l n h l a
)2(?)()2(?)(1
1
1
(12.1.2)
将(12.1.1)式代入(12.1.2)式,有
)2(?)2(),()(?0000l n h l k h k a n a
l
--=∑
)2(?)2(),(1
10l n h l k h k a l
--+
∑
(12.1.3)
(12.1.1)式是用一组向量{}Z k n n k h n k h ∈--,),2(),2(10对)(0n a 作分析,(12.1.3)式是用一组对偶向量{}
Z l n l n h l n h ∈--,),2(?),2(?1
0对)(0n a 作综合。(12.1.3)式还可表为 )()2(?),2()(?0
000k a l n h l k h n a
l
∑
--=
)()2(?),2(0
11k a l n h l k h l
∑
--+
(12.1.4)
)
348
显然,如果
)()2(?),2(00k n l n h l k h -=--δ (12.1.5a)
)()2(?),2(1
1k n l n h l k h -=--δ (12.1.5b)
则
)(2)(?00n a n a
= 从而实现了准确重建。(12.1.5)式的含意是,在图12.1.1中,同一条支路上的两个滤波器)(?),(0
0n h n h 或)(?),(11n h n h 的偶序号位移之间是正交的。但是该式没有涉及上下支路两个滤波器之间的关系。我们更关心的是这些滤波器系数的移位可否构成小波分析中的基函数。下面的两个定理清楚地回答了该问题。
定理12.1
对图12.1.1所示的两通道滤波器组,对任意的输入信号)(0n a ,其准确
重建的充要条件是:
0)(?)()(?)(1
*10*
0=+++ωπωωπωH H H H (12.1.6a) 及
2)(?)()(?)(1
*10*
0=+ωωωωH H H H
(12.1.6b)
证明:仿照(7.1.5)式的导出,有
[]
)()(?)()(?)(2
1)(?01110100z A z H z H z H z H z A --+= []
)()(?)()(?)(2
10
11101
z A z H z H z H z
H
--+-+
-- (12.1.7)
式中)(0z A 、)(?0
z A 分别是)(0n a 和)(?0n a 的z 变换,)(0z A -是混迭分量。因此,为消除混迭失真,应有
0)(?)()(?)(1
11010=-+---z H z H z H z H (12.1.8a)
为保证系统的准确重建,应有
k cz z H z H z H z H ---=+2)(?)()(?)(1
11010 (12.1.8b)
式中c 和k 均为常数。令1=c ,0=k ,(12.1.8)式对应的频率表示是:
0)(?)()(?)(1
*10*
0=+++ωπωωπωH H H H
349
2)(?)()(?)(1
*10*
0=+ωωωωH H H H 于是定理得证。
对比图7.1.1的两通道滤波器组,其对应的PR 条件是(见(7.1.5)式): 0)()()()(1100=-+-z G z H z G z H
(12.1.9a)
2)()()()(1100=+z G z H z G z H
(12.1.9b)
将(12.1.9)和(12.1.8)式相比较可以看出,在双正交滤波器组的情况下,我们分别用)(?0
z H 、)(?1z H 代替了)(0z G 和)(1z G ,并在分析滤波器组中,用)(10-z H 、)(11-z H 分别代替了)(0z H 和)(1z H 。其实,(12.1.8)式导出的原理和(12.1.9)式是完全一样的。 由(12.1.6a)式,有
??????=??????????
??++*
*02)(?)(?)()
()
()
(10
1010ωωπωπωωωH H H H H H (12.1.10)
可求出
??
?
???+-+=?
?????**)()()
(det 2)(?)(?0110
πωπωωωωH H H H H (12.1.11)
式中
)()()()()(d e t 0110πωωπωωω+-+=H H H H H
(12.1.12)
显然,为了保证对偶滤波器)(?0z H 和)(?1z H 是稳定的,)(det ωH 在ππω~-=的范围内应该非零。为了保证)(?0
z H 和)(?1z H 是FIR 的,)(det ωH 应取纯延迟的形式。 仿照(7.2.16)式对)(0z G 和)(1z G 的定义,我们可给出在双正交条件下对偶滤波器和分析滤波器之间的关系:
)(?)(0
)12(1πωωω
+=*+-H e
H l j (12.1.13a)
)()(?0
)12(1πωωω+=*+-H e H l j (12.1.13b)
或
)(?)(10
)
12(1-+--=z H z
z H l (12.1.14a)
350
)()(?10
)12(1-+--=z H z z H l (12.1.14b)
假定0=l ,它们对应的时域关系是 )1(?)
1()(0
1
1n h n h n --=+ (12.1.15a)
)1()1()(?0
11n h n h n --=+
(12.1.15b)
注意,上述时域、频域关系均是在图12.1.1中的交叉方向上给出的,它正好反映了双正交滤波器组的特点。
将(12.1.13)式代入(12.1.6)式,我们可得到如下的关系:
2)(?)()(?)(0
000=+++**
πωπωωωH H H H (12.1.16a) 或
2)(?)()(?)(1
111=+++**
πωπωωωH H H H
(12.1.16b)
及
0)(?)()(?)(1
010=+++**
πωπωωωH H H H (12.1.17a) 或
0)(?)()(?)(0
101=+++**
πωπωωωH H H H
(12.1.17b)
至此,我们给出了在双正交滤波器组中的若干基本关系,即
(1) 去除混迭条件:(12.1.6a)式; (2) PR 条件
:(12.1.6b)式;
(3) 保证PR 条件和滤波器均为FIR 的情况下,四个滤波器在时域和频域的关系:
(12.1.13)式~(12.1.17)式。
回顾在共轭正交滤波器组的情况下,我们经常用到的功率互补关系,即
2)
()
(2
02
0=++πωωH H ,
或
2)()()()(0000=+++*
*
πωπωωωH H H H
(12.1.18)
显然,若)()(?0
0z H z H =,则(12.1.16a)式即变成(12.1.18)式,也即双正交滤波器组变成了正交滤波器组。
有了以上讨论的基础,我们可给出在小波分析中要用到的“基”的概念。
351
定理12.2[8] 如果图12.1.1中的四个滤波器)(0z H ,)(1z H ,)(?0
z H 和)(?1z H 满足准确重建条件,且它们的傅里叶变换均是有界的,则
Z l l n h l n h ∈--)},2(?),2(?{1
0 和 Z l l n h l n h ∈--)},2(),2({10 是)(2R L 中的双正交Riesz 基。
证明:为证明0h 、1h 、0?h 及1
?h 的偶序号项移位是双正交的,我们需要证明如下三个关系成立:
)()2(),(?00n n k h k h δ=- (12.1.19a)
)()2(),(?1
1n n k h k h δ=- (12.1.19b)
及
0)2(),(?)2(),(?0
110=-=-n k h k h n k h k h (12.1.19c)
由(12.1.16a)式,有
[]
1)(?)()(?)(2
10
000=+++**πωπωωωH H H H
该式对应的时域关系是
)()2()(?
)2(?00
0n n k h k h n h h k δ=-=*∑∞
-∞
=
(12.1.20)
于是(12.1.19a)式得证。同理,由(12.1.16b)式可证明(12.1.19b)式,而(12.1.17)式对应的时域关系即是(12.1.19c)式。这样,(12.1.19)式给出了三组正交关系。
若0h ,0?h ,1
h ,1?h 的偶序号位移能够构成)(2
R L 中的双正交Riesz 基,它们还需满足如下的条件:
[]ππω,-∈?,有
A
k B
k 1)
2(?12
≤
+≤
∑
∞
-∞
=πωθ (12.1.21)
此即(10.2.11)式。式中0>A ,0>B ,)(?ωθ是θ的傅里叶变换,此处θ代表0h ,0?h ,1h 或1
?h 。由本定理所给的条件,即它们的傅里叶变换都是有界的,所以(12.1.21)式满足,因
352
此0h ,0?h ,1
h 及1?h 的偶序号移位构成)(2R L 中的双正交Riesz 基。于是定理得证。 我们之所以说这些序列为“双正交”基,是因为在图12.1.21中的滤波器组中,上下支
路各自是正交的,即0h 和其对偶0?h 正交,1h 和其对偶1?h 正交;同时,上下支路交叉正交,即0h 正交于 1?h ,1
h 正交于0?h 。注意,在双正交滤波器中,我们并没有强调)(0z H 和)(1z H 之间的正交关系,而这一正交关系是共轭正交滤波器组中的基本关系。由此读者可搞清正交和双正交的区别。总之,在小波的多分辨率分析中,使用正交滤波器组时,分解滤波器和重建滤波器是相同的,而在双正交小波分析中,分析滤波器是0H 和1H ,而综合滤波器
是它们的对偶,即0?H 和1
?H 。 此外,(12.1.19a)和 (12.1.19b)的双正交关系与本章开头所给出的(12.1.5)式的关系是一致的,只不过(12.1.19)式更简洁。
12.2 双正交小波
上一节我们讨论了双正交滤波器的基本概念、PR 条件及各滤波器时域、频域的关系。本节,我们将把双正交滤波器组的概念引入双正交小波变换,给出类似第十章的多分辨率分析。
由(9.8.18)和 (9.8.19)式,信号)(t x 的离散小波变换是:
Z k j t t x dt t t x k j WT k
j k
j x ∈==
?,,)(),()()(),(,,ψ
ψ
(12.2.1)
令),()(k j WT k d x j =,则)(k d j 称为小波系数,也即)(t x 的DWT 。我们可由)(k d j 重建
)(t x 。由(9.8.20)式,有
∑∑∑∑
∞
=∞
-∞
=∞
=∞
-∞
==
=
00,,,)(?)(),()(?)()(j k j k k
j k
j k
j j
t t t x t k d
t x ψ
ψ
ψ
(12.2.2)
式中)(?,t k j ψ是)(,t k
j ψ
的对偶小波。由以上两式可以看出,小波)(,t k
j ψ
用于信号的分析,
对偶小波)(?,t k j ψ用于信号的综合。在正交小波的情况下,)()(?,,t t k
j k j ψ
ψ=。
我们在第十章详细讨论了离散小波变换的多分辨率分析,引出了尺度函数)(t φ,证明
353
了在)(2R L 中存在正交基)(,t k j φ和)(,t k
j ψ
,给出了)(,t k
j φ
、)(,t k
j ψ
和正交滤波器组的关
系,即二尺度差分方程和(10.4.7)和(10.4.8)式的频域关系。在双正交滤波器组的情况下,分解滤波器(0H ,1H )和重建滤波器(0?H ,1?H )将产生两个尺度函数(φ,φ?)和两个小波函数(ψ,ψ?)。其中φ和ψ对应信号的分解,而φ?和ψ?对应信号的重建。它们和0H ,0
?H ,1H 及1
?H 相应的时域和频域的关系是: ∑∞
-∞
=-=n n t n h
t )2()(2
)(0
φφ (12.2.3a)
∑∞
-∞=-=
n n t n h t )2(?)(?
2
)(?0
φφ
(12.2.3b)
∑∞
-∞=-=
n n t n h
t )2()(2
)(1
φψ (12.2.4a)
∑∞
-∞
=-=n n t n h t )2(?)(?2
)(?1
φψ
(12.2.4b)
及
)()(2
1)2(0ωωωΦ=
ΦH
(12.2.5a)
)(?)(?21)2(?0ωωωΦ=ΦH
(12.2.5b)
)()(2
1)2(1ωωωΦ=
ψH
(12.2.6a)
)(?)(?2
1)2(?1
ωωωΦ=ψH
(12.2.6b)
定理10.3给出了在正交滤波器组情况下)(0ωH 和)(1ωH 的关系,即(10.5.1)式。对应双正交滤波器组,这一关系变成:
2)(?)()(?)(0
*00*
0=+++πωπωωωH H H H (12.2.7)
此即(12.1.6a)式。由(12.1.13)式,令0=l ,则分解和重建滤波器之间有如下关系:
)(?)(10
11---=z H z z H ,或)(?)(01πωωω+=*
-H e H j (12.2.8a)
354
)()(?1011---=z H z z H ,或)()(?0
1πωωω+=*-H e H j (12.2.8b)
同正交小波时一样,我们要求)(t φ和)(?t φ都是低通的,)(t ψ和)(?t ψ都是带通的。对应的,要求)(0z H 和)(?0
z H 是低通的,)(1z H 和)(?1z H 是高通的,即
0)(?)(00===π
ωωωH H (12.2.9a)
0)(?)(0
1
1===ωωωH H
(12.2.9b)
??==
1)(?
)(dt
t dt t φφ (12.2.10a)
??==0)(?)(dt t dt
t ψ
ψ
(12.2.10b)
由(12.1.16)式,有 2)(?)(0
00==ωωωH H ,及 2)(?)(0
00===ωωωH H (12.2.11a)
2)(?)(1
1==πωωωH H ,及 2)(?)(1
1===π
ωωωH H
(12.2.11b)
类似(10.4.14)式,可由(12.2.5)式导出
∏
∞
==
Φ1
02
)
2()(j j
H ωω (12.2.12a)
∏
∞
==Φ
1
2
)2(?)(?j j H ωω (12.2.12b)
类似(10.4.15)式,可由(12.2.6)式导出
∏
∞
==
ψ2
012
)
2(2
)
2/()(j j
H H ωωω (12.2.13a)
∏
∞
==ψ2
1
2
)2(?2
)2/(?)(?j j H H ωωω (12.2.13b)
由上面的讨论可知,在“双正交”的情况下,我们在第七章及第十章所讨论的滤波器
组及两尺度差分方程各增加了一套“对偶”,即0H ,0?H ;1
H ,1?H ;φ,φ和ψ,ψ?。上面各节给出了它们所应满足的时域及频域关系。下面的定理将给出双正交小波基的存在
355
性。
定理12.3[42,5,8] 假定存在两个恒正的三角多项式)(ωp 和)(?ωp ,使得
)(2)2
(
)2
(
)2
(
)2
(
2
02
0ωπωπωωωp p H p H =+++ (12.2.14a)
)(?2)2
(?)2
(?)2
(
)2
(?2
2
ωπω
πω
ω
ω
p p
H p H =+++ (12.2.14b)
并假定
)(0ωH 、)(?0
ωH 在2
~2ππ-内非零,则 1. 由(12.2.12)式定义的)(t φ和)(?t φ属于)(2R L ,且满足双正交关系
)()(?),(n n t t δφφ=-
(12.2.15)
2. 两个小波函数序列)(,t k j ψ
和)(?,t k
j ψ
是)(2R L 中的双正交Riesz 基,即
)()()(?),('
',,''k k j j t t k
j k j --=δδψψ
(12.2.16)
该定理的证明见文献[42]。有了)(2R L 中的双正交基,我们可对)(t x 作如下的分解:
)(?)(),()(,0,t t t x t x k
j j k k
j ψ
ψ
∑∑
∞
=∞
-∞==
)()(?),(,0,t t t x k
j j k k
j ψ
ψ
∑∑
∞
=∞
-∞
==
(12.2.17)
既然)(,t k
j ψ,)(?,t k
j ψ
是)(2R L 中的Riesz 基,则必然存在常数0>A ,0>B ,使得
2
2
,,2
)()(),()
(t x B t t x t x A k
j k
j ≤≤
∑
ψ
(12.2.18a)
2
2
,,2
)(1)(?),()(1t x A
t t x t x B
k
j k
j ≤
≤
∑
ψ
(12.2.18b) 由上面的讨论可知,在双正交的情况下,我们并不要求}{,k
j ψ
和}{'
,k
j ψ
之间是正交的,
也不要求}{,k j φ和}{,k
j ψ
之间,以及其对偶函数}?{,k j φ和}?{,'
k
j ψ
之间是正交的,仅要求
}{,k
j φ
和}?
{'
,k
j φ之间以及}{,k
j ψ
和}?{'
',k
j ψ
之间是正交的,也即(12.2.15)和(12.2.16)式。正交
356
性的放宽是使)(0z H 及)(1z H 具有线性相位,从而使)(t φ和)(t ψ更具有对称性,从而减小了相位失真。
在第十章的多分辨率分析中,我们假定
},,{close ,Z k j V k j j ∈=φ
(12.2.19a)
},,{close ,Z k j W k
j j ∈=ψ
(12.2.19b)
并有
11++⊕=j j j W V V ,j j V W ⊥
(12.2.19c)
在双正交情况下,尺度函数k j ,φ及其对偶k j ,?φ将产生两个空间。除了(12.2.19a)和(12.2.19b)式的关系外,还有
},,?{c l o s e ?,Z k j V k j j ∈=φ (12.2.20a) 及
},,?{c l o s e ?,Z k j W k j j
∈=ψ
(12.2.20b)
j V 和j
V ?的嵌套关系是
1101+-?????j j V V V V V
(12.2.21a)
1
101?????+-?????j j V V V V V (12.2.21b)
此时,j W 不再是j V 的正交补空间,但j V ,j V ?,j W 和j
W ?之间有如下关系: j j W V ?⊥, j
j W V ⊥? (12.2.22a)
j j j W V V ⊕=-1,j
j j W V V ???1⊕=- (12.2.22b)
由1.7节关于正交基的性质,有
0)2(?)2(=+Φ
+Φ*∞
-∞=∑πωπω
k k k (12.2.23a)
0)2(?)2(=+ψ
+ψ*∞
-∞
=∑
πωπωk k k (12.2.23b)
357
双正交小波下的快速算法和正交基小波下的快速算法基本相同,区别是在重建时使用的是对偶滤波器)(?0
z H 和)(?1z H 。具体的分解方程和重建方程是: ∑∞
-∞=---=*=k j j j n k h k a
n h n a n a )2()()2()()(01
01 (12.2.24a )
∑∞
-∞
=---=
*=k j j j n k h k a
n h n a n d )2()()2()()(11
11 (12.2.24b)
)(?)()(?)()(1
'0'1n h n d n h n a n a j j j *+*=- ∑∑∞
-∞
=∞
-∞
=-+-=
k j
k j
k n h k d
k n h k a
)2(?)()2(?)(1
(12.2.25) 式中)('n a j ,)('
n d j 分别是)(n a j ,)(n d j 作二插值得到的序列,见图12.1.1。
12.3 双正交小波的构造
双正交小波的构造包括)(t ψ,)(?t ψ
,)(t φ及)(?t φ的构造,而它们又都源于分解滤波器)(0z H 、)(1z H 及用于重建的对偶滤波器)(?0z H 和)(?1z H 。(12.1.14)式给出了)(1z H 、)(?1z H 和)(?0z H 及)(0z H 的关系,因此,双正交小波构造的核心问题是)(0z H 和)(?0
z H 的构造,这和正交小波的构造过程是一样的。如同第十一章关于正交小波的讨论,在具体给出双正交小波的构造方法之前,先讨论一下有关支撑范围、消失矩等有关的有关问题。
1. 支撑范围
如果)(0n h 和)(?0
n h 都是FIR 滤波器,由(12.2.3)和(12.2.4)式,)(t φ,)(?t φ,)(t ψ及)(?t ψ将都具有有限支撑。若)(0n h 和)(?0
n h 的支撑范围分别是21N n N ≤≤,21??N n N ≤≤,则)(t φ和)(?t φ的支撑范围分别是[]21,N N 和[]
2
1?,?N N ,而小波函数)(t ψ和)(?t ψ的支撑范围分别是
[8]
358
??????+-+-21?,21?1221N N N N 和??
????+-+-21?,21?1
2
21N N N N
它们的长度都是2/)??(1
212N N N N -+- 2. 消失矩
)(t ψ和)(?t ψ消失矩的数目取决于)(0ωH 和)(?0
ωH 在πω=处零点的数目。由定理11.1,若)(0ωH 在πω=处有p 阶零点,则)(t ψ有p 阶消失矩。同理,若)(?0ωH 在πω=处有p ?阶零点,则)(?t ψ有p ?阶消失矩。因此,在构造)(0z H 和)(?0
z H 时,应尽量让它们在πω=处有高阶的重零点。
3. 规则性
此处不再详细讨论,其一般结论是:
a) 由(12.2.4a)式,)(t φ和)(t ψ有着相同的规则性;
b) )(t φ和)(t ψ的规则性随着)(0ωH 在πω=处零点数的增加而增加; c)
)(?t φ和)(?t ψ的规则性也是随着)(?0
ωH 在πω=处零点数的增加而增加; d) 如果)(0ωH 和)(?0
ωH 在πω=处有不同的零点数,则)(t ψ和)(?t ψ的规则性也不相同。
4. 对称性
之所以使用双正交小波,其目的是使)(0z H ,)(1z H 及其对偶滤波器具有线性相位,同时也使)(t φ和)(t ψ都具有对称性。除Haar 小波外,在正交小波的情况下,上述对称性是不可能实现的。如果)(0n h ,)(?0n h 具有奇数长且以0=n 为对称,则)(t φ和)(?t φ是以0=t 为对称的,而)(t ψ和)(?t ψ是相对位移位中心为对称的。如果)(0n h ,)(?0
n h 具有偶数长且以2/1=n 为中心作对称,则)(t φ和)(?t φ是以2/1=t 为中心作对称,而)(t ψ和
)(?t ψ
以其位移中心作反对称。
359
显然,若)(0n h ,)(1n h 是对称的,
则图12.1.1中的)(10-z H ,)(1
1-z H 都可改记为)(0z H 和)(1z H ,也即在对)(n a j 作分解时无需再将)(0n h 和)(1n h 翻转。
5.
)(0z H 及)(?0
z H 的构造 由于要求)(0z H 及)(?0
z H 具有线性相位,因此,它们的频率响应可表为:
)()(00ωωω
H e
H jk =
(12.3.1a)
)(?)(?0
?0ωωωH e H k j = (12.3.1b)
这是和Daubechies 正交小波的一个主要区别。在实际工作中,我们总选取)(0n h 和)(?0
n h 为实值序列。因此,又有
)()(00ωω-=H H ,)(?)(?0
0ωω-=H H (12.3.2)
由(12.2.12)式,必有)()(ωω-Φ=Φ。同理,我们总是选择)(t φ为实函数,因此又有
)()(t t -=φφ,即尺度函数)(t φ以0=t 为对称。同样的结论适用于)(?t φ。
若)(t φ和)(?t φ以2/1=t 为对称,例如,Haar 小波的尺度函数即是如此。此时要求)(0ωH 、)(?0
ωH 仍是偶对称,但要增加一个移位因子,即
)()(00ωωω
H e
H j =-,)(?)(?0
ωωω
H e H j =- (12.3.3)
现在的问题是,如何找到合适的)(0z H 及)(?0
z H ,使其所形成的滤波器组为双正交滤波器组,也即保证)(t φ、)(?t φ及)(t ψ,)(?t ψ
的双正交条件,即满足:
2)(?)()(?)(0
000=+++**
πωπωωωH H H H 也即(12.1.16a)式。习惯上将该式两边取共轭,即
360
2)(?)()(?)(0
000=+++**πωπωωωH H H H (12.3.4)
Cohen ,Daubechies 给出了不同类型的双正交小波的结构方法[42, 5]
,其要点是:
(1). 令)(0ωH 固定,假定)(?0
ωH 是(12.3.4)式的解,若)()(00ωω-=H H ,则 []
)(?)(?2
1)(0
00ωωω-+='H H H 也是(12.3.4)式的解。将该式代入(12.3.4)式即可验证。
(2). 因为)(0n h 、)(?0n h 是实序列,)(0ωH 、)(?0
ωH 满足(12.3.2)式,所以)(0ωH 、)(?0
ωH 均应是实系数的三角多项式,它们可分别写成
)(cos 2cos 2)(020ωωωP H l
???
?
?
=
(12.3.5a)
和
)(cos ?2cos 2)(?0?
20
ωωωP H l ??? ?
?
=
(12.3.5b)
的形式。
若)(0ωH 、)(?0
ωH 按(12.3.3)式的形式对称,则它们可表为
)(cos 2cos 2)(01
22
/0ωωωωP e
H l j +-?
?? ??=
(12.3.6a)
)(cos ?2cos 2)(?0
1
?22
/0
ωωωωP e
H l j +-?
??
?
?= (12.3.6b)
的形式。
(3). 将(12.3.5)和(12.3.6)式分别代入(12.3.4)式,有
2)cos (?)cos (2sin )(cos ?)(cos 2cos 0
020
02=--???
?
?+?
??
?
?
ωωωωωωP P P P k
k
(12.3.7)
对应(12.3.5)式,l l k ?+=;对应(12.3.6)式,1?++=l l k 。
由于2/)cos 1(2sin 2
ωω-=??? ?
?,所以)(cos 0ωP ,)(cos ?0
ωP 均可以表示为2sin 2ω的
361
函数,再令
??
?
?
???
? ?
?=???
?
?2sin ?2sin 2sin 202
02
ωωωP P P
(12.3.8)
则(12.3.7)式可表示为:
2)2
(cos
2sin )2(sin
2cos 2
22
2=??
? ??
+?
?? ??
ωωω
ωP P k
k
(12.3.9)
(4). 令2
sin 2
ω
=y ,则(12.3.9)式又可表为如下的Bezout 方程:
1)1()()1(=-+-y P y y P y k k
(12.3.10)
该方程和(11.4.5)式是一样的,区别只是)(y P 所表示的内容。只要能求出)(y P ,由(12.3.8)式,即可得到)(0y P 和)(?0y P ,从而可按(12.3.5)或(12.3.6)式构造出)(0z H 和)(?0
z H 。 (5). (12.3.10)式的解由下式给出:
)21(1)(1
0y R y y m m k y P k
m k m -+???
? ??+-=
∑-= (12.3.11)
这和(11.4.7)式的结果是一样的,式中)(y R 是一奇对称多项式,即)1()(y R y R --=。
当 l l k ?+=时, )(0z H 、)(?0
z H 以0=n 为对称
1?++=l l k 时,)(0z H 、)(?0
z H 以2/1=n 为对称 选用不同的R ,对)(?)()(0
0y P y P y P =作不同的分解可得到不同类型的双正交小波。Daubechies 重点给出了基于样条函数的双正交小波的构造方法,同时也给出了)(0z H 、)(?0
z H 长度接近相等的基于样条函数的双正交小波的构造方法,现分别给以讨论。
12.4 双正交样条小波
样条函数是分段光滑且在连结点处具有一定光滑性的一类函数,它在数值逼近方面获得了广泛的应用。其中基数B 样条(Cardinal B-Spline)函数具有最小的支撑范围且又容易在计算机上实现,因此被认为是构造小波函数的最佳候选者之一。
m 次B 样条函数)(t N m 是一阶B 样条函数)(1t N 自身作1-m 次卷积所得到的,而
)(1t N 正是Haar 小波的尺度函数,即
362
???=0
1
)(1t N
其它
10<≤t (12.4.1)
所以
??
?
??-=*=02)()()(112t t t N t N t N
其它
2110<≤<≤t t (12.4.2)
????
?
????---*0)3(21)2/3(4
32/)()()(2
2
2
123t t t t N t N t N == 其它
322110<≤<≤<≤t t t (12.4.3)
依次类推,有 )()()()()()(11211t N t N t N t N t N t N m m m **=*=--
)()()(111t N t N t N ***=
(12.4.4)
Battle 和Lemarie 用上述的样条函数构造了小波[8],其思路是令尺度函数)(?t φ等于
)(t N m 。考虑到)(?t φ往往以0=t 为对称,所以令
1=m
)()(?1t N t =φ
(12.4.5)
2=m
??
?-=+=0
1)1()(?2t t N t φ
其它
1≤t (12.4.6)
3=m
???
?
???----+=0)
2(2/1)21(4/3)1(5.0)1()(?22
2
3t t t t N t =+φ 其它21100
1<≤<≤<≤-t t t (12.4.7) 3,2,1=m 时的)(?t φ如图12.4.1所示。由该图可以看出,)(1t N 是不连续的,)(2t N 连续但
一阶导数不连续,而)(3t N 的一阶导数是连续的,曲线已比较光滑。当m 增大时,)(t N m 会变得更光滑。
363
图12.4.1 由)1(+t N m 得到尺度函数
很容易证明(12.4.4)式所决定的)(t N m 的傅里叶变换是
m
m j m
j e
j e ??
????=???
?
?
?---2/2/sin 12/ωωωωω
(12.4.8)
而对移位后的)1()(?+=t N t m φ,其傅里叶变换为
m
j e ?
?
?
???=Φ
-2/2/sin )(?2
/ωωωεω (12.4.9)
如果m 为偶数,式中0=ε,若m 为奇数,则式中1=ε。
分析(12.4.6)式,我们发现
)12(?2
1
)2(?)12(?21)1()(?2-+++=
+=t t t t N t φφφφ (12.4.10)
满足我们在第十章所讨论的二尺度差分方程。同时,可求出
364
2
cos
3
23
1)2(?2
2
ω
πω+
=
+Φ
∑
∞
-∞
=l l (12.4.11)
是有界的。当3=m 时,
)22(?4
1
)12(?43)2(?43)12(?41)1()(?3-+-+++=
+=t t t t t N t φφφφφ (12.4.12)
同样也满足二尺度差分方程,同理可求出
ωωπω2
2
cos 30
1cos 30
1315
8)2(?+
+
=
+Φ
∑
∞
-∞
=l l
(12.4.13)
因此,在3,2,1=m 时不同的)(?t φ可构成一个多分辨率分析。由1.7节关于正交基频域的性质,由于(12.4.11) 和(12.4.13)式的右边不等于1,因此)(?t φ的整数移位之间不构成正交基。由(9.8.40)式,我们可将)(?t φ“正交化”,即令
21
2)2(?
)(?)(???
????+ΦΦ
=Φ
∑∞-∞=⊥k l πωωω (12.4.14)
对)(?ω⊥Φ
作反变换,得尺度函数)(?t φ,则)(?n t -φ,Z n ∈可形成一族正交基。再由第十章的方法可得到正交归一的小波函数。
在双正交的情况下,我们可不必对)(?t φ作(12.4.14)式的正交化,而直接用)(t N m 作适当移位后的)(?t φ作为尺度函数,如(12.4.5)~(12.4.7)式所示。这样选定)(?t φ后,Daubechies 令(12.3.11)式中的)21(y R -等于零,并令1)(?0=y P 。)()(0y P y P =,从而得到了在双正交条件下样条小波分析滤波器)(0z H 和重建滤波器)(?0
z H 的系数,即
N
H ?0
2cos 2)(???? ?
?=ωω,l N
?2?= (12.4.15a)
365
N
j e
H ?2
/0
2cos 2)(???? ?
?=-ωωω,1?2?+=l N
(12.4.15b)
m
l l m N m m l l H ??
?
??
???? ??+-+?
?? ?
?
=
∑-+=2sin 1?2cos 2)(2
1
?00ωωω,l N 2=
(12.4.16a)
m
l l m N j m m l l e
H ??
?
?
????? ??++?
?? ?
?=
∑+=-2sin ?2cos 2)(2
?
02
/0ωωωω,12+=l N
(12.4.16b)
(12.4.15a)和 (12.4.15b)分别对应(12.3.5b)式和 (12.3.6b)式,而(12.4.16)式是(12.3.5a)式、(12.3.6a)式和(12.3.11)式的结合。
由(12.4.15)式可以看出,)(?0
ωH 仅和l ?有关,而和l 无关;由(12.4.16)式,)(0ωH 不但和l 有关,而且还和l ?有关,也即)(0ωH 取决于N 和N
?。给定不同的N 和N ?,就可求出一对)(0ωH 和)(?0ωH 。将(12.4.15)式和(12.4.8)及(12.4.9)式相比较可以看出,尺度函数)(t φ的傅里叶变换的“阶次m ”和)(?0
ωH 中的N ?等价,也即1?-N 即是得到)(t φ时由)(1t N 卷积的次数,或称之为)(t φ的“阶次”
。 现给出不同N 和N ?组合情况下)(0z H 、)(?0z H 、)(t φ、)(?t φ、)(t ψ和)(?t ψ的系数。 情况1. 令1?=N
,则必有0?=l ,由(12.4.15b)式,有 []
ω
ωωωωj j j j e e e e
H ---+=?
?
????+=
12222)(2/2/2
/0 所以[]注,
)1(2
2)(?1
-+=z z H
即
{}707.0,707.0)(?0
=n h
令1=N ,则必有0=l ,由(12.4.16b)式,有
第12章 双正交小波及小波包
- 352 - 第12章 双正交小波及小波包 我们在上一章给出了正交小波的构造方法。正交小波有许多好的性质,如 )()(),(',,' k k t t k j k j -=δφφ,)()(),(',,' k k t t k j k j -=δψψ,0)(),(' ,,=t t k j k j ψφ ,此 外,尺度函数和小波函数都是紧支撑的,有着高的消失矩等等。Daubechies 给出的正交小波的构造方法可以方便的构造出所需要的小波(如DBN ,SymN ,CoifN)。但是,正交小波也有不足之处,即)(t φ和)(t ψ都不是对称的,尽管SymN 和CoifN 接近于对称,但毕竟不是真正的对称,因此,这在实际的信号处理中将不可避免地带来相位失真。)(t φ和)(t ψ的不对称性来自所使用的共轭正交滤波器组)(0z H 和)(1z H 的不对称性。我们已在7.8节讨论了具有线性相位的双正交滤波器组的基本概念,给出了可准确重建的双正交滤波器组的设计方法。本章,我们把这些内容引入到小波分析,给出适合小波变换的双正交滤波器组准确重建的条件,给出双正交条件下的多分辨率分析及双正交小波的构造方法,最后简要讨论小波包的基本概念 12.1 双正交滤波器组 现在,我们结合小波变换的需要来研究双正交滤波器组的内在关系及实现准确重建的条件。所谓“小波变换的需要”是指在用)(0z H 对)(0z a 分解时需要将)(0z H 和)(1z H 的 系数作时间上的翻转,即用的是)(10-z H 及)(1 1-z H ,或)()(00n h n h -=,)()(11n h n h -=, 见(10.6.1)式及图10.6.2。将图10.6.2的正变换和图10.6.3的反变换结合起来,我们可得到如图12.1.1所示的一级分解和重建的类似于两通道滤波器组的信号流图。注意,图中用于 重建的滤波器不再是图10.6.3中的)(0z H 和)(1z H ,而是)(?0 z H 和)(?1z H ,它们分别是)(0z H 和)(1z H 的对偶滤波器。有关“对偶”的概念见1.6节,在下面的讨论中将涉及对 偶滤波器的作用。 现在我们来分析该图中各信号之间的关系及实现PR 的条件。由第七章关于两通道滤波器组的理论,我们有
第12章 双正交小波及小波包
352 / 49 第12章 双正交小波及小波包 我们在上一章给出了正交小波的构造方法。正交小波有许多好的性质,如 )()(),(',,' k k t t k j k j -=δφφ,)()(),(',,' k k t t k j k j -=δψψ,0)(),(' ,,=t t k j k j ψφ , 此外,尺度函数和小波函数都是紧支撑的,有着高的消失矩等等。Daubechies 给出的正交小波的构造方法可以方便的构造出所需要的小波(如DBN ,SymN ,CoifN)。但是,正交小波也有不足之处,即)(t φ和)(t ψ都不是对称的,尽管SymN 和CoifN 接近于对称,但毕竟不是真正的对称,因此,这在实际的信号处理中将不可避免地带来相位失真。 )(t φ和)(t ψ的不对称性来自所使用的共轭正交滤波器组)(0z H 和)(1z H 的不对称性。我 们已在7.8节讨论了具有线性相位的双正交滤波器组的基本概念,给出了可准确重建的双正交滤波器组的设计方法。本章,我们把这些内容引入到小波分析,给出适合小波变换的双正交滤波器组准确重建的条件,给出双正交条件下的多分辨率分析及双正交小波的构造方法,最后简要讨论小波包的基本概念 12.1 双正交滤波器组 现在,我们结合小波变换的需要来研究双正交滤波器组的内在关系及实现准确重建的条件。所谓“小波变换的需要”是指在用)(0z H 对)(0z a 分解时需要将)(0z H 和 )(1z H 的系数作时间上的翻转,即用的是)(10-z H 及)(11-z H ,或 )()(00n h n h -=,)()(11n h n h -=,见(10.6.1)式及图10.6.2。将图10.6.2的正变换和图 10.6.3的反变换结合起来,我们可得到如图12.1.1所示的一级分解和重建的类似于两通道滤波器组的信号流图。注意,图中用于重建的滤波器不再是图10.6.3中的)(0z H 和 )(1z H ,而是)(?0 z H 和)(?1z H ,它们分别是)(0z H 和)(1z H 的对偶滤波器。有关“对偶”的概念见1.6节,在下面的讨论中将涉及对偶滤波器的作用。 现在我们来分析该图中各信号之间的关系及实现PR 的条件。由第七章关于两通道滤波器组的理论,我们有
双正交小波滤波器系数设计
双正交小波滤波器系数设计 2013/4/27 9:01 很多人学了小波分析后,不知如何设计小波滤波器。本文从尺度空间及小波空间之间的关系出发,推导了两者线性表达的关系,进而推导频域及时域的联系,最后得到由尺度函数求小波函数及滤波器系数的一个正交解。 尺度空间存在正交归一基{}()k z t k φ∈? ' ''11,(),()()k k t t t t φφδ=? 尺度空间V1中的任意函数,均可表示为{}1,()k k z t φ∈的线性组合 1 1 1,()()k k k P f t x t φ=∑ 同理小波空间W0中的任意函数,均可表示为{}()k z t k ψ∈?的线性组合 111,()()k k k D f t d t ψ=∑ 因此V0中的任意函数表示为 011()()()P f t P f t D f t =+ 对于下面式子成立 *1212()()()R f t k f t k k k δ??=?∫ v 则有Poisson 公式
2 (2)1k F k ωπ+=∑ 若下式成立 2*112()()0R f t k f t k ??=∫ v 同理得 * 12 (2)(2)0k F k F k ωπωπ++=∑ 由上面两个推导可得尺度函数及小波函数频域特征: 2 (2) 1k k φωπ+=∑ 2 (2)1k k ψωπ+=∑ (2)(2)0k k k φωπψωπ++=∑ 下面推导相邻尺度间的关系 由尺度空间定义可知V(j)被V(j-1)包含,所以尺度函数,0()j t φ可由{}1,()j k k z t φ?∈线性组合表达 ,001,()()j k j k k t h t φφ?=∑ 0(2)()()H ωωφω= 由{}1,()j k k z t φ?∈的正交性质可得 0,01,(),()k j j k h t t φφ?== 小波空间W(j)被V(j-1)包含,则有
十一、2013年数学本科Fourier与小波之双正交多分辨分析
国防科学技术大学 教案 课程名称:小波分析及应用 任课单位:理学院数学与系统科学系计算数学教研室 授课对象:2011级数学专业本科生主讲教员:成礼智教授 授课时间:2013年秋季学期 双正交小波的概念与性质 国防科技大学理学院 2013年秋季学期
教案首页 课程 名称 Fourier分析与小波总计:40学时 课程类别选修学分 2 讲课:40 学时 自主学习: 6 学时 任课 教师 成礼智职称教授 授课 对象 2011级数学专业本科生 教材和基本参考资料1.成礼智,王红霞,罗永,小波的理论与应用,科学出版社,2004 2.G.Strang,T Q Nguyen, Wavelets and Filter Banks, Welleseley MA:Welleseley-Cambridge Presss,1996, 3. S.Mallat, Introduction to Wavelets, SIAM 2002 教学目的任务 本课程是数学专业选修专业课。本课程以泛函分析与矩阵分析为基础,主要介绍Fourier变换与小波分析的基础理论,小波分析的典型应用.本课程的教学目的是在较短的学时内,提供数学专业本科生所需要的基本的小波分析基础知识知应用能力,使学生在掌握基本理论的基础上能够应用于解决实际问题 内容课时分配章内容学时数 1 傅里叶分析与预备知识8 2 Haar小波分析 6 3 多分辨分析与小波构造12 4 提升格式小波与整数变换 6 5 小波的典型应用8 教研室 意见教研室主任签名 年月日 - 2 -
教案续页 教 学 基 本 内 容 备注 内容:双正交多分辨分析的概念与性质 重点:为何需要双正交小波、双正交多分辨分析的概念与性质 难点:正交对称小波的不存在特性、双正交多分辨分析概念的理解 复习:双尺度方程)2()(k x h x Z k k -=∑∈??中系数 {}k h 的特点: (1) {}k h 起到低通滤波器的作用; (2) 设低通滤波器函数为1 ()2ik k k H h e ω?-=∑,则1|)(||)(|22=++π??H H 上述两个性质中,第一个性质在信号分解中起到关键作用,第二个性质在正交小波的构造中是一个重要工具。 但是,在信号处理中,对称性与周期性是两个重要概念,例如,我们曾看到,图像(二维)或信号作对称延拓可以保持高保真(小的失真度),因此,构造具有对称性的滤波器组具有重要意义。因此,本节课的目的是讨论具有对称性质的小波滤波器构造方法。 问题:(1) 是否存在对称正交小波? 答案:不存在 (2) 如何找到具有对称性质的小波? 本堂课的主要内容。 一、为何需要双正交小波? 1、线性相位与滤波器的对称(反对称)性 前面所讨论的多分辨分析理论都是在正交的意义下进行的,但是实际工程问题中仅有正交性还远远不够。例如,在图像处理中,双尺度方程的系数{}k h 与小波方程系数{}k g 经常被作为低通与高通滤波器系数。为了保证图像在变换过程中不发生畸变,其频率响应函数)(?H 最好具有线性相位,即存在R ∈λ使得()|()|i H e H λ???=。现在来看函数)(?H 的系数性质,事实上,此时不难得到2()()i H e H λ???=,该式等价地表示为k k h h --=λ2,当k h R ∈时,系数可以看作为以λ-为对称轴,此时滤波器系数{}k h 具有对称 性质,例如,当2 1 =λ时,k k h h --=1,对称轴为21-=x ,而当0=λ时, k k h h -=,对称轴为0x =轴。另外,有时也需要下列的广义线性相位性质: ()()|()|i b H e H λ???+=。若取R h n b k ∈+=,2 π π,则又有k k h h ---=λ2,系数 可以看作为以λ-为反对称轴。 综上所述,线性相位滤波器设计与对称系数是等价的。
小波变换的理解
由于小波变换的知识涵盖了调和分析,实变函数论,泛函分析及矩阵论,所以没有一定的数学基础很难学好小波变换.但是对于我们工科学生来说,重要的是能利用这门知识来分析所遇到的问题.所以个人认为并不需要去详细学习调和分析,实变函数论,泛函分析及矩阵论等数学知识.最重要是的理解小波变换的思想!从这个意义上说付立叶变换这一关必需得过!因为小波变换的基础知识在付立叶变换中均有提及,我觉得这也就是很多小波变换的书都将付立叶分析作为其重要内容的原因.所以我认为学习小波应从<数字信号处理>中的付立叶分析开始.当然也可从<信号与系统>这本书开始.然后再看杨福生老师的小波变换书.个人觉得他的书最能为工科学生所接受. 2信号的分解 付立叶级数将周期信号分解为了一个个倍频分量的叠加,基函数是正交的,也就是通常所说的标准正交基.通过分解我们就能将特定的频率成分提取出来而实现特定的各种需要,如滤波,消噪等.付立叶变换则将倍频谱转换为了连续谱,其意义差不多.小波变换也是一种信号分解思想:只不过它是将信号分解为一个个频带信号的叠加.其中的低频部分作为信号的近似,高频部分作为信号的细节.所谓的细节部分就是一组组小波分量的叠加,也就是常说的小波级数. 3小波变换的时频分析思想 付立叶变换将信号从时域变换到了频域,从整体上看待信号所包含的频率成分.对于某个局部时间点或时间段上信号的频谱分析就无能为力了,对于我们从事信号的奇异性检测的人来说,付立叶变换就失去了意义(包括加窗付立叶变换).因为我们要找的是信号的奇异点(时域方面)和奇异点处所包含的频带(频域方面)也就是说需要一种时频分析方法.当然能有纯时域的分析方法更好!(据说数学形态学能达到这种效果).小波变换之所以可以检测信号的奇异点,正在于它的"小".因为用小的波去近似奇异信号要比正弦波要好的多. 4小波变换的实质 小波变换的公式有内积形式和卷积形式,两种形式的实质都是一样的.它要求的就是一个个小波分量的系数也就是"权".其直观意义就是首先用一个时窗最窄,频窗最宽的小波作为尺子去一步步地"量"信号,也就是去比较信号与小波的相似程度.信号局部与小波越相似,则小波变换的值越大,否则越小!当一步比较完成后,再将尺子拉长一倍,又去一步步地比