采用NXP SSL2101设计的LED驱动器

采用NXP SSL2101设计的LED驱动器

2009年08月04日作者：钱世佳来源：《中国电源博览》编辑：樊晓琳

采用NXP SSL2101设计的LED驱动器

2009年08月04日作者：钱世佳来源：《中国电源博览》编辑：樊晓琳

摘要：SSL2101是恩智浦半导体公司推出的世界首款市电集成可调光LED驱动控制器，本文简要给出SSL2101的特性，介绍采用SSL2101设计反激式LED驱动器的方法。

一、引言

固态照明（SSL：Solid State Lighting）为人类提供了除传统白炽灯及日光灯之外的另一种选择—— LED灯。LED必须依赖专用驱动器提供恒定电流才能点燃工作。LED 驱动器应该具有直流控制、高效率、可调光、有保护等特性。为满足各种不同输入电压、不同输出电流及不同数目连接LED的驱动要求，世界各著名半导体器件公司都开发了相应的集成电路驱动控制器。恩智浦半导体（NXP Semiconductors）公司推出的固态照明专用驱动控制器SSL2101是世界首款市电集成可调光驱动控制器，专为进一步改善LED的能效，提供可调光能力而设计。SSL2101可以直接采用市电整流后驱动照明系统中的各种LED装置，包括LED改型灯具、LED模块、LED聚光灯、射灯及LED灯串，与现有照明基础设施完全兼容。1由于集成度高，外部需要元件数量少，占持电路板空间小，性能价格比高，为照明系统设计师设计高能效系统提供了关键硬件。本文简要给出SSL2101的特性，并以采用SSL2101建构的反激功率变换器为例，详细介绍LED驱动器的设计方法。

二、SSL2101的特性

恩智浦半导体公司最近推出的固态照明专用驱动控制器SSL2101本质上是一款在SO16封装内包含了实现兼容市电调光的高效功率变换器和内部电路系统的多芯片组件（MCM：Multi - Chip Module）切换式电源（SMPS: Switching Mode Power Supply）控制器。图1即SSL2101的内部结构和管脚。

SSL2101具备如下优于现有LED驱动控制器的特性：

★ 内部集成了功率开关管，既有利于减小元件成本，又能保证最佳驱动和功率开关管的保护。

★ 谷值检测可使功率开关管以最优化的时间关闭，故可减少功率变换器的损耗。

★ 内部集成的分压开关和比较器可减少外部元件数量和尺寸。

★ 内部集成分压开关的智能分压作用使器件功耗降低，效率增加。

★ 增强型导热引线可提高器件工作温度，增长寿命。

★ 变换器占空比和频率控制许可设计师更自由规定参数数值，实现更精确调光控制，消除音频噪声。

★ 对数型调光校正可确保LED调光特性重复体现。

★ 内部的热保护、过流保护、绕组短路保护和最大占空比限定确保器件即使在超指标规定条件下也能正常工作。

更详细的特性，可参阅SSL2101的数据卡。

三、设计具体步骤

1.基本电路拓朴

由图可知，这款采用SSL2101的驱动器为典型反激电路，它由① 输出电路，② 振荡器，③ 缓冲电路，④ VCC产生，⑤分压设定电路，⑥ 调光检测，⑦ 电网总线缓冲和⑧ 输入电路八个部分组成。分别介绍如下：

① 输出电路设计

输出电路部分，经过变换的能量在驱动LED灯链前先储存于电容器C5和滤波电感L3中。变压器初级绕组两端加有钳位以避免SSL2101内置功率开关管关断瞬间漏极（管脚16）出现高压过冲。调光检测电路对整流后的电网总线电压作分压滤波为调光曲线产生输入。

输出电路部分的元件数值由LED灯链中LED灯的数目和流经灯链的电流决定。该电流的纹波大小取决于缓冲电容器C5，故C5可利用下式计算：

式中

假定图示实例灯链串有10个正向电压VF ＝ 3.5V的LED，流经350mA电流，许可10% 纹波，功率变换器标称频率为100kHz，则灯链两端电压为10 ×3.5 ＝ 35V。据LED

厂家提供的数据卡， 350mA时每个LED的微分电阻为0.5?，则灯链总电阻为10 ×0.5 ＝5 ?，于是可求得缓冲电容C5 ＝10 ×1/（100000×5）＝20μF。如果C5是电解电容器，为改善EMC滤波和减小功耗，建议应并接等效串联电阻（ESR）小的金属箔或陶瓷电容器，且比电解电容器更靠近二极管D6放置。

输出电感L3用于滤除功率变换器的高频信号，其值决定于产品的最终EMC标称值、结构、接地与屏蔽条件。一般来说，把由L3与LED灯链串联电阻组成的LR滤波器的截止频率取作功率变换器标称频率的二十分之一，则L3可利用下式计算：

故得L3 ＝20 ×5 /（2π×100000）＝160μH。

二极管D6按照能承受峰值电流和最高反向电压，正向压降低，反偏时电容小的原则选用。D6通过的峰值电流由次级套导通时间（δ2T）和LED灯链电流决定，本例取δ2T 等于82%T，则δ2T期间二极管电流以平均二分之一峰值电流的锯齿波衰减。因82%T期间LED灯链流过二极管峰值电流之半，即I LED＝（I D(peak )/2）×0. 82＝I D(peak)×0. 41，所以二极管峰值电流约为LED灯电流的2. 4倍，二极管平均电流为LED灯电流的1.2倍，如图3。

二极管D6两端的反向峰值电压由变压器初、次级匝比以及电网总线缓冲器中C3，C4两端的最高缓冲电压决定。考虑到振荡效应和采用一定容限，有

式中

D6可以是正向电压V F在0. 15V至0. 4V之间的肖特基二极管或V F约为0.7V的硅二极管。

注意，结的大小是决定反偏时电容的主要参数，转而与二极管峰值电流有关，故D6尺寸过大将造成不必要功耗。

本例

C9是为抵消变压器初、次和辅助绕组间耦合电容在地与次级电路之间接入的电容器，其值应远大于耦合电容。一般经验值取20倍，则100pF耦合电容，C9应为2nF，取标准值2. 2nF。

② 振荡器设计

变换器和振荡器的最高频率均由变压器初级电感与变压器输入功率决定。变压器输入功率应是输出电路、辅助电路的功耗及变压器功耗之和。

变压器初级电感可按下式计算：

式中

本例灯链两端电压为35V ，V D6为0.7V，V L3估计为1V，则

因此

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图4 为开关漏极、变压器次级、谷值检测与RC振荡器的定时波形，可知变压器次级导通后，SSL2101内部功率开关管漏极将以振铃频率f ring开始振铃，初级重新导通前振荡器处于等待状态，直至检测到漏极低压（谷值）。为使效率最大，选检测到第一个谷值（第一谷值在f ring的四分之一周期后发生）的频率为振荡器频率。振荡器频率可采用调光亮度输入降低。随着振荡器频率的降低，谷值检测便在第二、三、四谷值处触发，以此类推，功率变换器的关断时间逐渐增大。

检测到第一谷值处的振铃频率可按下式计算：

式中

注意，变压器初级电容不光由初级绕组，还由开关漏极、缓冲二极管和整流二极管除以变压器初、次级匝比决定：

本例则有

故第一谷值发生在次级导通结束后的

变换器标称频率100kHz的周期则为（δT＋δ2T）＝10μs。加上第一谷值的检测时间，实际总周期为10.3μs，所以变换器和振荡器的实际频率应为97kHz。

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2009年08月04日作者：钱世佳来源：《中国电源博览》编辑：樊晓琳

电阻R9和电容C7并联构成RC振荡器。电容充电至V RC(max)＝2.5V，放电至V RC(min)＝75mV。电容充电极快，约1μs；放电较慢，一般放电时间可按t discharge＝ 3.5×RC时间常数计算。RC时间常数则按下式计算：

据此不难推出R9和C7的数值。由于开关管的漏极电压对振荡器有影响，振荡电容C7不建议小于220pF；按效率的观点，C7最好小于1nF。

按本例实际频率97kHz计，要求RC时间常数为2.66μs，并接R9＝3.9k?和C7＝680pF此要求即能满足。

调光可以通过降低振荡器频率实现。频率降低的范围决定于R8和R9的比值。基于定时容差的限制， R8不应大于220k?。调光范围若为5%～100%，振荡器频率须从97kHz 降至4.8 kHz，对应的R8则为87k?，最接近的标准值是91k?。

③ 缓冲电路设计

缓冲电路由阻断二极管D5和齐纳二极管D4组合构成，电路的最高钳位电压可按下式计算：

式中

本例

故D4可选用200 V 的齐纳二极管。

④ VCC产生电路设计

这是由电容C6、整流二极管D7、限流电阻R5和齐纳保护二极管D8组成，用于产生向集成电路供电的外部VCC电源电路。VCC的数值由输出电压、变压器次级与辅助绕组匝比、VCC电流和变换器最低频率决定。

变压器次级与辅助绕组匝比可按下式计算：

式中

本例D8选用30V齐纳二极管，故可假定V Aux= 30V。因V led ＝10×3.5＝35 V，V D6＝ 0.7V，则m＝30/（35＋0.7）＝ 0.8，于是，当次级绕组匝数N S ＝58时，辅助绕组

N AUX=0.8×58＝46。

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2009年08月04日作者：钱世佳来源：《中国电源博览》编辑：樊晓琳限流电阻R5可按下式计算：

式中

本例

故

R5的最大功耗可按下式计算：

整流二极管D7应按能承受电路最大反向电压与正向峰值电流，切换速度充分适应变换器工作频率来选取。反向电压取决于变压器初级与辅助绕组匝比、缓冲电路最高电压及最高VCC电压：

通过D7的电流是限定的，电路启动时可用辅助绕组两端电压除以R5近似。本例

N P＝70，N A＝46，故初级与辅助绕组匝比为1.52。若缓冲电路最高电压V buff(max)＝384V，V Zener ＝30 V，则D7应承受最大反向电压V rev D7 ＝384×1.5＋30 ＝ 614V。

最低频率时电容C6应能提供足够缓冲，可近似为

本例I VCC ＝ 2mA，假定纹波⊿V CC ＝100mV，f min＝ 4.8kHz，则C6 ＝

0.002/(0.1×4800) ＝4.2μF。

⑤ 分压设定电路设计

分压设定电路系为设定调光倍率和提供电流选通而设计。强分压可为调光提供低阻负载。就SSL2101言，当强分压管脚电压低于52V典型值V in (Sbleeder)时，分压开关开启。对主要安装调光器的应用系统，可选强分压电阻R10为1.5?。

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弱分压系为维持电流通过调光器而设计。当电流传感管脚电压跌落到典型值250mV 的V in (low)Isence以下时，分压开关关闭；当电流传感端（管脚10）电压升高到V in (High)Isence以上时，分压开关重新开启。不同输入电压条件下分压设定电路中的元件典型值如表1：

表1

⑥ 调光检测电路设计

调光的基准电压可据无缓冲电网总线电压和采用的平均电容推出。该电压为输入至SSL2101亮度和PWM限定管脚的电压。由于亮度和PWM限定管脚两个输入端处电压电平的平衡作用，流经电感的峰值电流在变换器频率下降前就已减小，故可消除变压器的音频噪音。表2为连续工作模式调光检测电路元件推荐值：

表2 连续工作模式调光检测电路元件推荐值

⑦ 电网总线缓冲设计

总线缓冲电路由两个电容和一个电感构成，具有双重功能：储存能量以确保变换器连续向LED灯链输电；滤除变换器产生的电流纹波。为此，要求缓冲电路电压最小值满足下式：

缓冲电路从峰压降为电压最小值所需时间，即电容放电时间可按下式计算：

式中

本例

电网总线电压为230 V（50Hz），缓冲电路电压最小值223 V，计算得电容放电时间为7.53ms。

缓冲电路总电容可按下式计算：

式中

本例P in ＝15W，P IC＝700mW，P tot ＝15.7W，t dis ＝7.53ms，V mainspeak＝325V，V buff(min) ＝223V，求得总电容（C3 ＋C4）＝4.2μF s，采用最接近的标准值，有C3 ＝ C4 ＝ 2.2μF。

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2009年08月04日作者：钱世佳来源：《中国电源博览》编辑：樊晓琳缓冲电路的截止频率应低于变换器的工作频率，它由下式给出：

假定C3＝C4，截止频率低于工作频率十倍，则据上式可求得

式中

本例f conv＝97kHz，C3 ＝ C4 ＝ 2.2μF，于是L2 ＝122 μH。

⑧ 输入电路设计

输入电路的功能是对电网总线进行整流并提供过流和过压保护。保护主要由熔丝或电流超过规定值即会断开的熔阻器组成。如果采用熔丝，应选熔断电流值既能承受浪涌，又

可提供过流保护的产品。实际上，1～1.5A 熔断电流已经足够。如采用熔阻器，其最小阻值可按下式计算：

本例以I FSMv＝20A，总线电压为230 V（50Hz）±20%，V AC(max)＝276V计，得R1 ＝19.5 ?，取最接近标称值20 ?。

除阻值外， R1 的连续功耗也很重要，可按下式计算：

式中C crestfactor称巅值因子，为电流的均方根值与平均值之比。本例以总线电压230 V，P tot＝15.7W，R1＝20 ?，C crestfactor＝4计，得P R1＝370mW。

加入C1＝470pF，L1＝2.2mH以增强滤波，同时起抗输入电压尖峰的缓冲作用。

流经整流二极管D1～ D4的峰值电流可按下式计算：

本例总线电压以230 V（50Hz）±20%，R12＝260 ?，R1＝20 ?，R4＝0 ?计，得峰值电流为1.5A。

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至此，全部电路元件和相关电参数设计均已计算。图5 给出标有全部已计算电路元件值的驱动器电路图。限于篇幅，其他诸如变压器设计、调光曲线计算等不再详述。

四、结束语

LED作为新一代固态光源无疑会成为通用照明市场的主角，而提供低功耗、恒压、恒流，抗EMI和噪声的驱动控制集成电路则是使LED灯产品顺利占领通用照明市场的重要保障。恩智浦最近推出的SSL2101市电可调光LED驱动IC是业界首款将调光与驱动集成一体的产品，本文既是SSL2101的简介，也是笔者对固态照明早日替代传统照明期望的表达。