DC／DC变换器的典型电路布局

DC／DC变换器的典型电路结构最基本的斩波电路如图1所示，斩波器负载为R。

当开关S合上时，UOUT=UR=UIN，并持t1时间。

当开关切断时UOUT＝UR＝0，并持续莎2时间，T＝t1＋t2为斩波器的工作周期，斩波器的输出波形如图1（b）所示。

定义斩波器的占空比D＝t1／T，t1，为斩波器导通时间，T为通断周期。

通常斩波器的工作方式有两种：一是脉宽调制工作方式，即维持t1不变，改变T；二是脉频调制工作方式，即维持T不变，改变t1。

当占空比D从0变到1时，输出电压的平均值从零变到UIN，其等效电阻也随着D而变化。

图1 降压斩波电路原理 在高频稳压开关电源的设计中，普遍采用的是脉宽调制方式。

因为频率调制方式容易产生谐波干扰，而且其滤波器设计也比较困难。

（1）降压式（Buck）DC／DC变换器 如图1所示的直流变换器在使用时的输出纹波较大，为降低输出纹波，可在输出端接入电感L、电容C，如图2所示。

图中的VD1为续流二极管。

降压（Buck）式变换器的输出电压平均值UOUT总是小于输入电压UIN。

电路中通过电感的电流（iL）是否连续，取决于开关频率、滤波电感L和电容C的数值。

图2 降压式（Buck）变换器 当电路工作频率较高时，若电感和电容量足够大并为理想元件，则电路进入稳态后，可以认为输出电压为常数。

当晶体管VT1导通时，电感中的电流呈线性上升，因而有 式中，ton为晶体管导通时间；iOUT（max）为输出电流的最大值；iOUT（min）为输出电流的最小值；Δion为晶体管导通时间内的输出电流变量。

当晶体管截止时，电感中的电流不能突变，电感上的感应电动势使二极管导通，这时 式中，toff为晶体管截止时间；Δioff为晶体管截止时间内的输出电流变量。

在稳态时 式中，Δi为输出电流变量。

因为电感滤波保持了直流分量，消除了谐波分量，故输出电流平均值为 式中，R为负载电阻。

（2）升压式（Boost）DC／DC变换器 图3为升压式DC／DC变换器，它由功率晶体管VT1、储能电感L、二极管VD1及滤波电容C组成。

当功率晶体管导通时，电源向电感储能，电感电流增加，感应电动势为左正右负，负载Z由电容C供电。

当VT1截止时，电感电流减小，感应电动势为左负右正，电感释放能量，与输人电压一起顺极性经二极管向负载供电，并同时向电容充电。

这样就把低压直流变换成了高压直流。

在电感电流连续的条件下，电路工作于如图3（b）所示的两种状态。

图3 升压式（Boost）DC／DC变换器 ①当晶体管导通、二极管截止（即0≤t≤t1）期间，t1＝0～DT。

t＝0时刻，VT1导通，电感中的电流按直线规律上升，UIN＝LΔI／t1。

②当晶体管由导通变为截止（即t1≤t≤T）期间，电感电流不能突变，电感上产生的感应电动势会迫使二极管导通，此时则式中，ΔI为输入电流变量。

将t1＝DT，t2＝（1 －D）T代入上式，则求得 Boost DC／DC变换器是一个升压斩波器。

当D从0趋近于1时，UOUT从UIN变到任意大。

同理可求得输入电流 式中，I 为输入电流；f 为开关转换频率。

若忽略负载电流脉动，那么在［0，t1］期间，电容上泄放的电荷量反映了电容峰-峰电压的脉动量，即输出电压Uo的脉动量。

（3）单端正激式DC／DC变换器 单端正激式DC／DC变换器的电路拓扑如图4所示。

图中的变压器T1起隔离和变压的作用，在输出端要加一个电感器Lo（续流电感）起能量的储存及传递作用，变压器初级需有复位绕组Nro。

在实际使用中，此绕组也可用R、C、VD吸收电路取代。

如果芯片的辅助电源用反激供给，则也可削去调整管的部分峰值电压（相当于一部分复位绕组）。

输出回路需有一个整流二极管VD1和一个续流二极管VD2若变压器使用无气隙的磁芯，则其铜损较小，变压器温升较低，并且其输出的纹波电压较小。

图4 单端正激式DC／DC变换器的电路拓扑图 （4）单端反激式DC／DC变换器 单端反激式DC／DC变换器的电路拓扑如图5所示。

其变压器T1起隔离和传递储存能量的作用，即在开关管VT开通时Np储存能量，开关VT关断时Np向Ns释放能量。

在输出端需加由电感器Lo和两个电容Co组成的低通滤波器，变压器初级有由Cr、Rr和VDr组成的R、C、VD漏感尖峰吸收电路。

输出回路需有一个整流二极管VD1。

若变压器使用有气隙的磁芯，则其铜损较大，变压器温度相对较高，并且其输出的纹波电压比较大。

该变换器的优点就是电路结构简单，适用于200W以下的电源，输出为多路时具有较好的交调特性。

图5 单端反激式DC／DC变换器的电路拓扑图 （5）双管正激式DC／DC变换器 双管正激式DC／DC变换器的电路拓扑如图6所示。

图中的变压器T1起隔离和变压的用用，在输出端要加一个电感器Lo（续流电感）起能量的储存及传递作用，变压器初级无再有复位绕组，因为VD1、VD2的导通限制了两个调整管关断时所承受的电压。

输出回路需有一个整流二极管VD3和一个续流二极管VD4（其中VD3、VD4最好均选用恢复时间快的整流管）。

输出滤波电容Co应选择低ESR（等效电阻）、大容量的电容，这样有利于降低纹波电压（对于其他拓扑结构的也是这样要求的）。

双管正激式DC／DC变换器的工作特点如下。

图6 双管正激式DC／DC变换器的电路拓扑图 ①在任何工作条件下，为使两个开关管所承受的电压不会超过UIN、＋Ud（UIN为输入电压；Ud为VD1、VD2的正向压降），VD1、VD2必须是快恢复管（恢复时间越短越好，在实际设计和调试中多使用MUR460）。

②与单端正激式DC／DC变换器相比，它无须复位电路，这有利于简化电路和变压器的设计；其功率器件可选择较低的耐压值；其功率等级也会很大。

③两个开关管的工作状态一致，会同时处于通态或断态。

在大功率等级电源中选用此种电路，其开关管比较容易选择，比如选择IRFP460、IRFP460A等作为开关管即可。

（6）双管反激式DC／DC变换器 双管反激式DC／DC变换器的电路拓扑如图7所示。

图中的变压器T1起隔离和传递储存能量的作用，即在开关管VT1、VT2开通时Np储存能量，开关管VT1、VT2关断时Np向Np释放能量，同时Ns的漏感将通过VD1、VD2返回给输入，可省去R、C、VD 漏感尖峰吸收电路。

在输出端要加由电感器Lo和两Co电容组成的低通滤波器。

输出回路需有一个整流二极管VD3。

双管反激式DC／DC变换器的工作特点如下。

图7 双管反激式DC／DC变换器的电路拓扑图 ①在任何工作条件下，为使两个开关管所承受的电压不会超过UIN＋Ud（Ud为VD1，VD2的正向压降），VD1、VD2必须是快恢复管。

②在反激开始时，储存在原边Np的漏电感能量会经VD1、VD2反馈回输入端，系统能量损失小，效率高。

③与单端反激式变换器相比，它无须R、C、VD吸收电路；其功率器件可选择较低的耐压值；其功率等级也会很大。

④在轻载时，如果在“开通”周期储存在变压器的原边绕组的能量显得过多，那么在“关断”周期会将过多的能量反馈回输入端。

⑤两个开关管的工作状态一致，下管的波形会优于上管的波形。

（7）半桥式DC／DC变换器 半桥式DC／DC变换器的电路拓扑如图8所示。

图中的变压器T1，起隔离和传递能量的作用。

开关管VT1导通时，Np绕组上承受一半的输入电压，副边绕组电压使VD1导通；反之亦然。

输出回路VD1，VD2，Lo，Co共同组成了整流滤波电路。

图8 半桥式DC／DC变换器的电路拓扑图 此电路减小了原边开关管的电压应力，所以是目前比较成熟和常见的电路；有70％以上的计算机电源、60％的电子镇流器都使用此电路。

半桥式DC／DC变换器的工作特点如下。

①两个调整管都是相互交替打开的，所以两组驱动波形的相位差要大于180°，且存在一定的死区时间。

②C1＝C3、R1=＝R2。

③C1、C2主要用来自动平衡每个开关管的伏秒值。

许多半桥DC／DC变换器的C1、C2多选用高压铝电解电容。

因为铝电解电容存在一个高频特性的问题，在实际应用中可采用CBB电容。

④C3主要用来滤去影响伏秒平衡的直流分量，应采用CBB电容。

（8）全桥式DC／DC变换器 全桥式DC／DC变换器的电路拓扑如图9所示。

全桥式DC／DC变换器多用于大功率等级电源中，其主要特点如下。

图9 全桥式DC／DC变换器的电路拓扑图 ①变压器的利用率比较高，空载能量可以反馈回电网，电源效率高。

②稳态无静差，动态响应速度快，系统稳定，抗高频干扰能力强。

（9）推挽式DC／DC变换器 推挽式DC／DC变换器的电路拓扑如图10所示。

图中的变压器T1起隔离和传递能量的作用。

在开关管VT1开通时，变压器T1的Np1绕组工作并耦合到副边Ns1绕组，开关管VT关断时NNp1向Ns1释放能量；反之亦然。

在输出端由续流电感器Lo和VD1、VD2构成副边整流电路。

在设计电路时，开关管两端应加由R、C组成的吸收电路，以吸收开关管关断时所产生的尖峰浪涌。

推挽式DC／DC变换器的的工作特点如下。

图10推挽式DC／DC变换器的电路拓扑图 ①在任何工作条件下，开关管都承受两倍的输入电压，所以此电路多用于大功率等级的DC／DC电源中。

②两个开关管都是相互交替打开的，所以两组驱动波形相位差要大于180°，并存在一定的死区时间。