(完整版)50W反激变换器的设计
反激变换器资料课件
电压调整率是衡量反激变换器输出电压稳定性的重要指标。 好的电压调整率意味着在输入电压变化或负载变化时，输出 电压能够保持稳定。
负载调整率
负载调整率是衡量反激变换器输出电流稳定性的重要指标。 好的负载调整率意味着在负载电流变化时，输出电压能够保 持稳定。
电磁干扰与噪声分析
电磁干扰
反激变换器在开关过程中会产生电磁干扰，可能对周围电子设备和系统产生影响 。因此，需要采取措施降低电磁干扰，如优化电路设计、使用屏蔽等。
反激变换器资料课 件
contents
目录
• 反激变换器概述 • 反激变换器的工作状态 • 反激变换器的设计要点 • 反激变换器的性能分析 • 反激变换器的优化策略 • 反激变换器的实际案例分析
01
CATALO义
反激变换器是一种将输入直流电 压转换为输出直流电压或直流电 流的电源转换器。
二极管类型
选择适当的整流二极管， 如肖特基二极管、硅整流 二极管等，以满足电路的 整流需求。
开关频率
根据电路需求和变压器设 计，选择适当的开关频率 ，以提高变换器的效率。
输出滤波器的设计
1 2
电容类型
根据输出电压和电流的纹波要求，选择适当的输 出电容类型，如陶瓷电容、电解电容等。
电感类型
选择适当的输出电感类型，如铁氧体电感、绕线 电感等，以满足输出滤波需求。
详细描述
在断续导电模式下，反激变换器的开关管在每个周期的开始阶段短暂导通，然后关闭。当开关管关闭 时，磁芯中的能量通过变压器传递到输出端。随着磁芯中的能量逐渐减少，输出电压逐渐下降。在下 一个周期开始时，开关管再次导通，重新为磁芯提供磁化能量。
临界导电模式
总结词
临界导电模式是连续导电模式和断续导 电模式之间的过渡状态。在此模式下， 反激变换器的开关管在每个周期的某个 时刻关闭，以限制磁芯中的能量。
反激式开关电源变压器设计步骤(重要)
反激式开关电源变压器设计反激式变压器是反激式开关电源的核心,它决定了反激式变换器一系列的重要参数,如占空比D ，最大峰值电流，设计反激式变压器,就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。
这样可以让其发热量尽量小，对器件的磨损也尽量小。
同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源性能会有很大的下降，如损耗会加大,最大输出功率会下降.设计变压器，就是要先选定一个工作点，在这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。
第一步，选定原边感应电压V OR 。
这个值是有自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比.可能朋友们不理解什么是原边感应电压。
我们分析一个工作原理图。
当开关管开通的时候,原边相当于一个电感，电感两端加上电压,其电流值不会突变，而线性上升:I 升=Vs*Ton/L 。
这三项分别是原边输入电压，开关开通时间和原边电感量。
在开关管关断的时候,原边电感放电，电感电流会下降，此时有下降了的电流:I 降=V OR *T OFF /L 。
这三项分别是原边感应电压（即放电电压）、开关管管段时间和电感量。
经过一个周期后，原边电感电流会回到原来的值，不可能会变，所以有：Vs ＊T ON /L=V OR ＊T OFF /L 。
即上升了的等于下降了的。
上式中用D 来代替T ON ，用(1-D ）来代替T OFF .移项可得:D=V OR /（V OR +Vs)。
这就是最大占空比了.比如说我设计的这个变压器，我选定电感电压V OR =20V ，则Vs 为24V ，D=20/（20+24）=0。
455。
第二步，确定原边电流波形的参数原边电流波形有三个参数，平均电流，有效值电流,峰值电流，首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下。
这是一个梯形波横向表示时间，总想表示电流大小，这个波形有三个值，一个是平均值I 平均,二是有效值I ，三是峰值Ip 。
首先要确定平均值I 平均：I 平均=Po/(η＊Vs ）。
反激变换器的设计
= 1.31A
22
Vin ⋅ D max⋅η 36 × 0.494 × 0.86
Ipk 2 = 2.15A
I dc = I pk1 = Ipk 2 − ∆I = 2.15 −1.67 = 0.48A
Bdc
= µH
=
µ0 µr Np ⋅ I dc lg ×10−3
=
4π ×10−7 × 24 × 0.48 0.25 ×10−3
1 Iav2 = Isk1 + ∆I 2 = 0.83 + 1.42 = 2.25A
2 Isk 2 = Isk1 + ∆I 2 = 3.66A
所以选耐压为 100V，电流为 2A 的 EC21QS10 的整流管 2 只关联使用.
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第2
张
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适合以下 一. 变压器
产品型号
磁材 PC40 pq2620
Ae=119mm2 AL=6170 nH/N2 Bs=4000GS
IM120EU-400D
设 f=65kHz T=15μS Dmax =0.45 △B=2000GS ton(max)=6.75Μs
Vin(min)=106V Po=48W
Io=4A η=90%
按完全能量传递方式：
(1)原边电流（峰峰值）IPK Ipk=（2Po）/(Vimin.Dmax) Ipk=(2*48)/(106*0.45)=2.0126A
原边平均电流: Ip=Po/(Vimin.η) Ip=48/(106*.90)=0.5032A
(2)初级电感量 Lp Lp=(Vimin*Dmax)/(Ipk*f)=(106*0.45)/(2.0126*65*0.0001)=629uH
反激变换器的原理与设计
反激变换器的原理与设计反激变换器（flyback converter）是一种常用的直流电源变换器，能够将输入电压转换为所需的输出电压。
它主要由能量存储元件（电感器）、开关管（MOSFET）以及输出电压反馈回路等组成。
下面将详细介绍反激变换器的工作原理和设计要点。
1.原理：在能量存储阶段，切换管导通，输入电压通过电感器（主电感L）充电，电能被存储在电感器和漏感（副电感Lm）中。
此时二极管（D）关断。
在能量释放阶段，切换管关断，电感器中储存的能量开始传输。
电感器的电压将上升到储能电容器（C）和负载上，形成输出电压。
漏感中储存的能量也开始传输。
此时，二极管导通，漏感中的能量传递给负载和储能电容器。
2.设计要点：（1）选择合适的开关元件：切换管应选择能承受输入电压和输出功率的MOSFET管。
无源减压型和有源减压型的选型要求不一样，要根据具体需求进行选择。
（2）合理设计变压器：变压器设计是反激变换器设计的关键，主要包括匝数计算、电感值确定、磁芯选型等。
合理设计变压器能提高效率，减小开关压降。
（3）选取合适的反馈控制方式：常用的控制方式有电流模式控制和电压模式控制。
电流模式控制适用于负载变化较大的场景，能够保持输出电流的稳定性；电压模式控制适用于负载变化较小的场景，能够保持输出电压的稳定性。
（4）合理选择电容器和滤波电路：电容器的选择应根据输出电流和负载的特点来确定合适的容值。
滤波电路的设计可以减小电磁干扰和输出纹波。
（5）考虑过渡过程和保护措施：在设计过程中还要考虑到启动过程的稳定性、变压器的漏电感对输出电压的影响、过电流保护、过压保护等方面的问题，以确保变换器的可靠性和安全性。
总结：反激变换器作为直流电源转换器的重要一环，其设计和应用十分广泛。
设计反激变换器时，需要根据具体的输入输出电压和负载要求，选择适当的元件和控制策略，合理设计变压器和电路，以及充分考虑保护和稳定性问题。
这样可以提高反激变换器的性能，实现高效稳定的电源转换。
反激式变换器原理设计与实用
反激式变换器原理设计与实用1、引言反激式转换器又称单端反激式或“BUCK-BOOST”转换器，因其输出端在原边绕组关断时获得能量故而得名。
在反激变换器拓扑中，开关管导时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。
其优点如下：a、电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求；b、输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前己可实理交流输入85-265V间，无需切换而达到稳定输出的要求；c、转换效率高，损失小；d、变压器匝数比值小。
2、反激变换器工作原理以隔离反激式转换器为例（如右图），简要说明其工作原理：当开关管VT 导通时，变压器T初级Np有电流Ip，并将能量储存于其中（E=Lp*Ip²/2）。
由于初级Np与次级Ns极性相反，此时次级输出整流二极管D反向偏压而止，无能量传送到负载。
当开关管VT关断时，由楞次定律：（感应电动势E=—N Δ∮/ΔT）可知，变压器原边绕组将产生一反向电动势，此时输出整流二极管D正向导通，负载有电流Il流通。
由图可知，开关管Q导通时间Ton的大小将决定IP、Vds的幅值为Vds（max）=Vin/1-Dmax。
（其中Vin:输入直流电压；Dmax：最大占空比Dmax=Ton/T）。
由此可知，想要得到低的漏极电压，必须保持低的Dmax，也就是Dmax<0.5，在实际应有中通常取Dmax=0.45，以限制Vds（max）≦2Vin。
开关管VT导通时的漏极工作电流Id，也就是原边峰值电流Ip，根据能量守恒原则即原副边安匝数相等NpIp=NsIs可导出等式：Id=Ip=Il/n。
因Il=Io，故当Io一定时，匝比N的大小即决定了Id的大小。
原边峰值电流Ip也可用下面公式表示：Ip=2Po/(n*Vin*Dmax)(n转换器的效率)。
推导过程如下：∵一个工作周期内T输出功率可表示为：Po=Lp* Ip²*n/2T。
反激变换器（Flyback）的设计和计算步骤
反激变换器（Flyback）的设计和计算步骤反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输⼊电压围：Vinmin ～ VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G ⼯作频率：fH 最⼤输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq × 95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq 保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq × 95% 。
2. ⼀次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝⽐n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出⼆极管D的正向压降，⼀般取0.5～1V 。
4. 最⼤占空⽐的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，⽤于粗略估计占空⽐是否合适，后⾯⽤更精确的算法计算。
⼀般控制器的占空⽐限制Dlim的典型值为70%。
----------------------------------------------------------------------------- 上⾯是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是 n = Vin / Vo，Vin 可以取希望的⼯作输⼊电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后⾯计算考虑实际情况对n进⾏调整，反复计算，可以得到⽐较合理的选择。
-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个⼆次绕组，可以⽤单⼀输出等效。
《反激变换器演示》课件
01
注意事项
02Βιβλιοθήκη 0304始终确保电源已关闭再进行操 作。
使用合适的工具和仪器进行测 量。
注意安全，避免触电和过热。
优化方法与技巧
调整变压器匝数比
改变匝数比可以改变输出电压。
调整开关频率
改变频率可以改变效率或体积。
优化方法与技巧
• 优化磁芯材料：选择合适的磁芯材料可以提高效 率。
优化方法与技巧
技巧 使用专业软件进行设计优化。
通过控制开关管的导通和关断 时间，实现输出电压的调节。
电流转换过程
当开关管导通时，电流从输入端流经 开关管和变压器初级线圈，产生磁场 。
通过控制开关管的导通和关断时间， 实现输出电流的调节。
当开关管关断时，磁场消失，变压器 次级线圈产生感应电动势，输出电流 。
03
反激变换器的电路设计
输入输出电压设计
详细描述
在LED驱动电路中，反激变换器的作用是将输入的直流电或交流电转换为适合LED的直流电流，以控 制LED的亮度和颜色。由于LED对于电流和电压的要求较高，因此需要稳定的驱动电路来保证其正常 工作，而反激变换器恰好能够满足这一需求。
工业控制应用案例
总结词
在工业控制领域，反激变换器主要用于实现信号的隔离和传输，保证控制系统的稳定性 和安全性。
反激变换器的应用场景
01
02
03
开关电源
反激变换器在各种电子设 备中作为开关电源使用， 如计算机、打印机、显示 器等。
适配器
反激变换器广泛应用于各 种电子设备的电源适配器 中，如手机充电器、平板 电脑充电器等。
LED照明
反激变换器在LED照明领 域应用广泛，用于驱动 LED灯具，提供稳定的照 明电源。
完整word版,反激变换器
5.2 反激变换器反激变换器就是在Buck-Boost变换器的开关管与续流二极管之间插入高频开关变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种DC-DC变换器，因此，反激变换器实际上就是带隔离的Buck-Boost变换器。
反激变换器能量传输的时机与正激变换器正好相反，它是在开关关断期间向负载传输能量。
由于反激变换器的高频变压器除了起变压作用外，还相当于一个储能电感，因此，反激变换器也称之为“电感储能式变换器”或“电感变换器”。
5.2.1 单管反激变换器的组成和工作原理1. 单管反激变换器的电路组成及工作原理单管反激变换器的主电路结构如图5.2.1所示，图中V i为输入电压、V O为输出电压、i O 为输出电流、VT为开关管，VD为续流二极管、C为输出滤波电容、R L为负载电阻。
L1、L2为高频变压器T的原、副边分别对应的电感，流过原、副边的电流分别为i N1、i N2，变压器变比n=N1/N2，变压器变比的倒数用“γ”表示，即γ= N2/N1（后面的分析会发现：对于反激变换器，其有关表达式中用“γ”表示更好）。
oV图5.2.1单端反激变换器的主电路图单管反激变换器的工作原理：在开关管VT导通期间，输入电压V i加在一次电感L1上，流过原边的电流i N1线性增加，高频变压器将电能转换成磁能储存在电感L1中。
因二次绕组同名端与一次绕组同名端相反，使得整流二极管VD因反偏而截止，二次侧无电流流过，负载仅由输出滤波电容C提供电能。
在开关管VT关断期间，流过原边的电流i N1变为零，其变压器二次侧感应电压使续流二极管VD正偏而导通，储存在变压器原边电感L1中的磁能通过互感耦合到L2，变压器释放能量，流过变压器副边的电流i N2线性减小。
可见，反激变换器的高频变压器实际是一个初级与次级紧密耦合的电感器。
显然，对于反激变换器，当晶体管导通时，高频开关变压器的初级电感线圈储存能量；而当晶体管关断时，初级线圈中储存的能量才通过次级线圈释放给负载，即反激变换器在开关管导通期间储存能量，而在开关管关断期间才向负载传递能量。
50W反激变换器的设计
50W反激变换器的设计(CCM)电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac输出电压：5Vdc 输出电流：10A确定变压器初次级的匝比n设定最大占空比: D=0.45工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS最大磁通密度: B=0.2则主功率管开通时间为：Ton=T*D=10uS*0.45=4.5uS选择变压器的磁芯型号为EER2834磁芯的截面积：Ae=85.5mm最低输入电压:Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有：Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Toff( 设定整流管压降为1V ）变压器的匝比n: n = 13.67设定电源工作在连续模式Ip2 = 0.4 * Ip10.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η( 设定电源的效率η为0.8 ）Ip1 = 1.98 A Ip2 = 0.79 A变压器的感量L = ( Vin * Ton ) / ( Ip1 – Ip2 ) = 379 uH变压器的初级匝数Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 27 T变压器的次级匝数Ns = Np / n = 2 T变压器的实际初次级匝数可以取Np = 27 T Ns = 2 T重新核算变压器的设计最大占空比：Vin * D = n * ( V o + Vf ) * ( 1 – D )D = 0.447最大磁通密度：Bmax = ( Vin * Ton ) / ( Np * Ae )Bmax = 0.195 T初级电流Ip1 和Ip2：0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /ηIp2 + ( Vin * Ton ) / L = Ip1Ip1 = 1.99 A Ip2 = 0.8 A Ip_rms = 0.93A次级电流Is1和Is2Is1 =Ip1*n=26.87A Is2=Ip2*n =10.8AIs_rms = 12.56A次级电压折射到初级的电压V or = n * ( V o + Vf ) = 81V初级功率管Mosfet 的选择Vmin = (√2 * 264 + V or +50 ) / 0.8 = 630 VIp_rms = Ip_rms / 0.8 = 1.16 A( 设定应力降额系数为0.8 ）可以选择Infineon 的IPP60R450E6次级整流管Diode 的选择Vmin = (√2 * 264 / n + 5 +15 ) / 0.8 = 60 VIs_rms = Is_rms / 0.8 = 15.7 A( 设定应力降额系数为0.8,噪音为15V ）可以选择IR 的30CTQ060PBF输出电容的选择设定输出电压的纹波为50mv输出电流的交流电流：Isac_rms = 0.5 * ( Is1 + Is2 ) * √D * ( 1- D )Isac_rms = 9.36AResr = Vripple / Isac_rms = 5.34 mohm选择Nichicon 电容HD 系列6.3V/3900uF 四个并联使用50W反激变换器的设计(DCM)电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n设定最大占空比: D=0.3工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS最大磁通密度: B=0.2则功率管开通时间：Ton=T*D=10uS*0.3=3uS假设关断时间：Toff=7uS，Tr=4uS选择变压器的磁芯型号为EER2834磁芯的截面积：Ae=85.5mm最低输入电压:Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有：Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Tr( 设定整流管压降为1V ）变压器的匝比n: n = 12.53设定电源工3作在续模式Io = Tr/T * Ip2Ip2=Io*T/Tr=25AIp1 = Ip2/n=1.99 A变压器的感量L = ( Vin * Ton ) / Ip1 = 151 uH变压器的初级匝数Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 18 T变压器的次级匝数Ns = Np / n = 1.4 T=2T变压器的实际初次级匝数可以取Ns = 2 T Np=Ns * n=25.1T=26T开关电源一次滤波大电解电容开关电源决定一次侧滤波电容，主要影响电源的性能参数为输出低频交流纹波与保持时间.滤波电容越大，电容器上的Vin(min)越高，可以输出较大功率的电源，但相对价格也提高了。
简单易制的50W功放电路图
简单易制的50W功放电路图
最近自制了一款功放，用来驱动一对自制的书架箱。
这款功放总共只有17个零件，却收到了意想不到的效果，还音效果真实，频响平直，解析力高，功率达50W。
此功放可谓一装即成，特别适合初学者制作，现介绍如下：
电路如图(只画出一个声道)，全机电阻用1／2W，电位器VR可用50k～100k，C2、C4用瓷片电容，BG5、BG6采用大功率管2SC5200，变压器容量大于200W，次级22V×2／4A。
调试：本机一般来说无需调整，装机后测中点电压在50mV内可以认为正常，否则可调R2的阻值，如偏离过高，可加大R2，反之则减小。
马兰士PM功放前级电路
最近在维修一台早期的马兰士PM系列功放时，发现其前级放大电路既简洁又稳定，于是本人用极普通的元器件搭焊后试听，确实不愧为名机电路。
如图所示，本前级电路只要焊接无误，无需调试，开机即可出靓声。
如摩机，改变R18阻值，可改变末级放大管的工作电流。
适当减小R18，可使末级工作在甲类，声音会更靓，不过不要忘了给末级管加散热片。
C2、C8、C10为钽电容。
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50W反激变换器的设计(CCM)
电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac
输出电压：5Vdc 输出电流：10A
确定变压器初次级的匝比n
设定最大占空比: D=0.45
工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS
最大磁通密度: B=0.2
则主功率管开通时间为：
Ton=T*D=10uS*0.45=4.5uS
选择变压器的磁芯型号为EER2834
磁芯的截面积：Ae=85.5mm
最低输入电压:
Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有：
Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Toff
( 设定整流管压降为1V ）
变压器的匝比n: n = 13.67
设定电源工作在连续模式Ip2 = 0.4 * Ip1
0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η
( 设定电源的效率η为0.8 ）
Ip1 = 1.98 A Ip2 = 0.79 A
变压器的感量
L = ( Vin * Ton ) / ( Ip1 – Ip2 ) = 379 uH
变压器的初级匝数
Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 27 T
变压器的次级匝数Ns = Np / n = 2 T
变压器的实际初次级匝数可以取
Np = 27 T Ns = 2 T
重新核算变压器的设计
最大占空比：Vin * D = n * ( V o + Vf ) * ( 1 – D )
D = 0.447
最大磁通密度：Bmax = ( Vin * Ton ) / ( Np * Ae )
Bmax = 0.195 T
初级电流Ip1 和Ip2：
0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η
Ip2 + ( Vin * Ton ) / L = Ip1
Ip1 = 1.99 A Ip2 = 0.8 A Ip_rms = 0.93A
次级电流Is1和Is2
Is1 =Ip1*n=26.87A Is2=Ip2*n =10.8A
Is_rms = 12.56A
次级电压折射到初级的电压
V or = n * ( V o + Vf ) = 81V
初级功率管Mosfet 的选择
Vmin = (√2 * 264 + V or +50 ) / 0.8 = 630 V
Ip_rms = Ip_rms / 0.8 = 1.16 A
( 设定应力降额系数为0.8 ）
可以选择Infineon 的IPP60R450E6
次级整流管Diode 的选择
Vmin = (√2 * 264 / n + 5 +15 ) / 0.8 = 60 V
Is_rms = Is_rms / 0.8 = 15.7 A
( 设定应力降额系数为0.8,噪音为15V ）
可以选择IR 的30CTQ060PBF
输出电容的选择
设定输出电压的纹波为50mv
输出电流的交流电流：
Isac_rms = 0.5 * ( Is1 + Is2 ) * √D * ( 1- D )
Isac_rms = 9.36A
Resr = Vripple / Isac_rms = 5.34 mohm
选择Nichicon 电容HD 系列6.3V/3900uF 四个并联使用50W反激变换器的设计(DCM)
电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac
输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n
设定最大占空比: D=0.3
工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS
最大磁通密度: B=0.2
则功率管开通时间：Ton=T*D=10uS*0.3=3uS
假设关断时间：Toff=7uS，Tr=4uS
选择变压器的磁芯型号为EER2834
磁芯的截面积：Ae=85.5mm
最低输入电压:
Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有：
Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Tr
( 设定整流管压降为1V ）
变压器的匝比n: n = 12.53
设定电源工3作在续模式Io = Tr/T * Ip2
Ip2=Io*T/Tr=25A
Ip1 = Ip2/n=1.99 A
变压器的感量
L = ( Vin * Ton ) / Ip1 = 151 uH
变压器的初级匝数
Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 18 T
变压器的次级匝数
Ns = Np / n = 1.4 T=2T
变压器的实际初次级匝数可以取
Ns = 2 T Np=Ns * n=25.1T=26T
开关电源一次滤波大电解电容
开关电源决定一次侧滤波电容，主要影响电源的性能参数为输出低频交流纹波与保持时间.
滤波电容越大，电容器上的Vin(min)越高，可以输出较大功率的电源，但相对价格也提高了。
输入电解电容计算方法(举例说明)：
1.因输出电压12V 输出电流2A, 故输出功率：Pout=V o*Io=1
2.0V*2A=24W。
2.设定变压器的转换效率约为80%，则输出功率为24W的
电源其输入功率：Pin=Pout/效率=W
W
30
%
80
24
=.
3.因输入最小交流电压为90V AC，则其直流输出电压为：Vin=90*1.2=108Vdc
故负载直流电流为：I=
Vin
Pin
=A
Vac
W
28
.0
108
30
=
4.设计允许的直流纹波电压V
∆/V o=20%，并且电容要维持电压的时间为1/4周期t（即半周期的工频率交流电压在约
是4ms，T=
f
1
=
60
1
=0.0167S=16.7 ms）则：
C=uF
V
t
I
9.
51
6.
21
10
*
4
*
28
.0
*3
=
=
∆
-
故实际选择电容量47uF.
5.因最大输入交流电压为264Vac，则最高直流电压为:V=264*2=373VDC.
实际选用通用型耐压400Vdc的电解电容,此电压等级,电容有95%的裕度.
6.电容器的承受的纹波电流值决定电容器的温升,进而决定电容器的寿命.(电容器的最大纹波电流值与其体积,材质有关.体积越大散热越好耐受纹波电流值越高)故在选用电容器要考虑实际纹波电流值＜电容器的最大纹波电流值.
7.开关源元器件温升一般较高,通常选用105℃电容器,在特殊情况无法克服温升时可选用125℃电容器.
故选用47uF,400v, 105℃电解电容器可以满足要求(在实际使用时还考虑安装机构尺寸,体种大小,散热环境好坏等)。