反激变换器第六章.ppt
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反激变换器资料课件
电压调整率
电压调整率是衡量反激变换器输出电压稳定性的重要指标。 好的电压调整率意味着在输入电压变化或负载变化时，输出 电压能够保持稳定。
负载调整率
负载调整率是衡量反激变换器输出电流稳定性的重要指标。 好的负载调整率意味着在负载电流变化时，输出电压能够保 持稳定。
电磁干扰与噪声分析
电磁干扰
反激变换器在开关过程中会产生电磁干扰，可能对周围电子设备和系统产生影响 。因此，需要采取措施降低电磁干扰，如优化电路设计、使用屏蔽等。
反激变换器资料课 件
contents
目录
• 反激变换器概述 • 反激变换器的工作状态 • 反激变换器的设计要点 • 反激变换器的性能分析 • 反激变换器的优化策略 • 反激变换器的实际案例分析
01
CATALO义
反激变换器是一种将输入直流电 压转换为输出直流电压或直流电 流的电源转换器。
二极管类型
选择适当的整流二极管， 如肖特基二极管、硅整流 二极管等，以满足电路的 整流需求。
开关频率
根据电路需求和变压器设 计，选择适当的开关频率 ，以提高变换器的效率。
输出滤波器的设计
1 2
电容类型
根据输出电压和电流的纹波要求，选择适当的输 出电容类型，如陶瓷电容、电解电容等。
电感类型
选择适当的输出电感类型，如铁氧体电感、绕线 电感等，以满足输出滤波需求。
详细描述
在断续导电模式下，反激变换器的开关管在每个周期的开始阶段短暂导通，然后关闭。当开关管关闭 时，磁芯中的能量通过变压器传递到输出端。随着磁芯中的能量逐渐减少，输出电压逐渐下降。在下 一个周期开始时，开关管再次导通，重新为磁芯提供磁化能量。
临界导电模式
总结词
临界导电模式是连续导电模式和断续导 电模式之间的过渡状态。在此模式下， 反激变换器的开关管在每个周期的某个 时刻关闭，以限制磁芯中的能量。
电压调整率是衡量反激变换器输出电压稳定性的重要指标。 好的电压调整率意味着在输入电压变化或负载变化时，输出 电压能够保持稳定。
负载调整率
负载调整率是衡量反激变换器输出电流稳定性的重要指标。 好的负载调整率意味着在负载电流变化时，输出电压能够保 持稳定。
电磁干扰与噪声分析
电磁干扰
反激变换器在开关过程中会产生电磁干扰，可能对周围电子设备和系统产生影响 。因此，需要采取措施降低电磁干扰，如优化电路设计、使用屏蔽等。
反激变换器资料课 件
contents
目录
• 反激变换器概述 • 反激变换器的工作状态 • 反激变换器的设计要点 • 反激变换器的性能分析 • 反激变换器的优化策略 • 反激变换器的实际案例分析
01
CATALO义
反激变换器是一种将输入直流电 压转换为输出直流电压或直流电 流的电源转换器。
二极管类型
选择适当的整流二极管， 如肖特基二极管、硅整流 二极管等，以满足电路的 整流需求。
开关频率
根据电路需求和变压器设 计，选择适当的开关频率 ，以提高变换器的效率。
输出滤波器的设计
1 2
电容类型
根据输出电压和电流的纹波要求，选择适当的输 出电容类型，如陶瓷电容、电解电容等。
电感类型
选择适当的输出电感类型，如铁氧体电感、绕线 电感等，以满足输出滤波需求。
详细描述
在断续导电模式下，反激变换器的开关管在每个周期的开始阶段短暂导通，然后关闭。当开关管关闭 时，磁芯中的能量通过变压器传递到输出端。随着磁芯中的能量逐渐减少，输出电压逐渐下降。在下 一个周期开始时，开关管再次导通，重新为磁芯提供磁化能量。
临界导电模式
总结词
临界导电模式是连续导电模式和断续导 电模式之间的过渡状态。在此模式下， 反激变换器的开关管在每个周期的某个 时刻关闭，以限制磁芯中的能量。
准谐振反激变换器
Prepare by:Steve Huang Date:Aug，亦稱準諧振(QR)轉換 器，可設計出電磁干擾(EMI)特徵波形較小的開 關電源。這些轉換器基於反激式架構，且QR控 制單元包含簡單的邏輯電路(無振蕩器)，從而 使任何SMPS設計工程師都能輕而易舉的理解 準諧振。
只要正確設計，準方波轉換器亦可帶來一些優點，特別 是在電源必須靠近敏感信號如RF或視頻信號工作的應 用中。因此，這些轉換器不僅非常適合用於電視機、機 頂盒或DVD錄影機，也很適用於線路濾波器尺寸可大 大減小的外部電源。
備註1
DCM(不連續電流模式)優點: 1.開關(MOSFET)為零導通損失 2.良好的輸入電壓/負載暫態變動響應 3.迴授容易達到穩定(單一極點) 4.二極體的逆向恢復時間不是很重要,因為在逆向電 壓出現前,電流就已降至零 5.可使用較小之變壓器 缺點: 1.在開關(MOSFET)和二極體會出現高的峰值電流 2.需要大的輸出電容值,約為操作在CCM時的兩倍
準方波諧振電源原理圖vds電壓波形波谷典型vds電壓波形輸入電壓固定與負載的關係負載愈大工作頻率愈低負載固定與輸入電壓的關係輸入電壓愈高工作頻率愈高準諧振較弱的emi特徵波形圖a和圖b描述了兩個工作在同一點上但採用不同開關技術的系統所呈現的傳導emi特徵波形
準諧振(Quasi-Resonant)反激式轉換器
準方波諧振電源原理圖
波谷 Vds電壓波形
準諧振
典型Vds電壓波形
負載(固定)-與輸 入電壓的關係 輸入電壓愈高-工 作頻率愈高
輸入電壓(固定)與負載的關係
負載愈大-工作 頻率愈低
較弱的EMI特徵波形
圖(a)和圖(b)描述了兩個工作在同一點上但採用不 同開關技術的系統所呈現的傳導EMI特徵波形。
FLYBACK 反激变换器
• 磁通Φ
• 垂直通过一个截面的磁力线总量 Φ=∫AdΦ= ∫ABdA
• 介质磁导率µ
• 将不同磁介质用同一个系数µ来考虑，表征物质的导磁能力 在介质中，µ越大，介质中感应强度B就越大
• 磁场强度H
• 磁场中某点的B与该点µ的比值定义为该点的磁场强度H H=B/ µ
电磁基本定律
• 安培环路定律
• 在电流产生的磁场中，矢量H沿任意闭合曲线的积分等于此闭合
• 即感应电动势为
N d d
dt dt
• 法拉第定律和楞次定律总称电磁感应定律。
电磁能量关系
• 为研究简化，以如图线圈为例
u
d dt
N
d dt
NA
dB dt
i
Hl N
We
t
uidt
t
NA dB
Hl
dt
B
AHldB V
B2
V
H2
0
0 dt N
0
2
2
• 高磁导率材料磁芯储存很少的能量。在高磁导率磁芯中串联一个
忽略不计
L
N2
/
R
N 2G
N2
A
• 磁粉芯电感可等效为高磁导率材料磁芯与一个不同长度的气隙串 联
L N 2G N 2 A；
l
是磁粉芯磁导率随偏置电流加大而下降的百分比
气隙磁芯电感应用
• 如果实际测量中电感值过大，不要减少匝数， 这样可能会使损耗过大或磁芯饱和，可增加气 隙来减少电感。
• 如果实际测量的电感值过小，可以增加匝数， 但是磁芯利用率低，线圈损耗增大，最好通过 减少气隙长度来增加电感。
可表示为 12
M12i1
M12
12 i1
• 垂直通过一个截面的磁力线总量 Φ=∫AdΦ= ∫ABdA
• 介质磁导率µ
• 将不同磁介质用同一个系数µ来考虑，表征物质的导磁能力 在介质中，µ越大，介质中感应强度B就越大
• 磁场强度H
• 磁场中某点的B与该点µ的比值定义为该点的磁场强度H H=B/ µ
电磁基本定律
• 安培环路定律
• 在电流产生的磁场中，矢量H沿任意闭合曲线的积分等于此闭合
• 即感应电动势为
N d d
dt dt
• 法拉第定律和楞次定律总称电磁感应定律。
电磁能量关系
• 为研究简化，以如图线圈为例
u
d dt
N
d dt
NA
dB dt
i
Hl N
We
t
uidt
t
NA dB
Hl
dt
B
AHldB V
B2
V
H2
0
0 dt N
0
2
2
• 高磁导率材料磁芯储存很少的能量。在高磁导率磁芯中串联一个
忽略不计
L
N2
/
R
N 2G
N2
A
• 磁粉芯电感可等效为高磁导率材料磁芯与一个不同长度的气隙串 联
L N 2G N 2 A；
l
是磁粉芯磁导率随偏置电流加大而下降的百分比
气隙磁芯电感应用
• 如果实际测量中电感值过大，不要减少匝数， 这样可能会使损耗过大或磁芯饱和，可增加气 隙来减少电感。
• 如果实际测量的电感值过小，可以增加匝数， 但是磁芯利用率低，线圈损耗增大，最好通过 减少气隙长度来增加电感。
可表示为 12
M12i1
M12
12 i1
电源拓扑结构介绍----正激和反激(第5、6周)
D1
470u L1
470u L1
***
36 V1
***
R1 C1
TX1
D1N4148
***
36 V1
***
R1 D2 D1N4148 C1
TX1
***
470u
***
D3 D1N4148
(a)
L1
(b)
R1 D2 D1N4148 C1
正激变换器工作在不 (c) 同模态的等效电路
2. 带复位绕组的正激变换器的工作原理分析
正激式变换器 （Forward Converter）的介绍 ）
Buck、Boost和 Buck、Boost和Buck/Boost 变换器都是不隔 离的直流变换器。（不隔离就是指输入和输出共 。（不隔离就是指输入和输出 离的直流变换器。（不隔离就是指输入和输出共 ）。具有隔离的直流变换器也可按单管 具有隔离的直流变换器也可按单管、 地）。具有隔离的直流变换器也可按单管、两管和 四管分类。单管隔离直流变换器有正激（ 四管分类。单管隔离直流变换器有正激（forward) 和反激（flyback)两种 两种。 和反激（flyback)两种。 隔离式直流变换器都用变压器实现电气隔离。 隔离式直流变换器都用变压器实现电气隔离。 为了减小损耗和改善电力电子器件的工作条件， 为了减小损耗和改善电力电子器件的工作条件，变 漏磁。 压器各绕组应紧密耦合，尽量减小漏磁 压器各绕组应紧密耦合，尽量减小漏磁。 磁复位的引入： 磁复位的引入： 正激直流变换器变压器铁芯的磁复位有多种方 在输入端接复位绕组是最基本的方法， 法，在输入端接复位绕组是最基本的方法，其次还 RCD复位 LCD复位和有源箝位等磁复位方法 复位， 复位和有源箝位等磁复位方法。 有RCD复位，LCD复位和有源箝位等磁复位方法。下 面介绍具有复位绕组的正激变换器。 面介绍具有复位绕组的正激变换器。
《反激变换器演示》课件
01
注意事项
02Βιβλιοθήκη 0304始终确保电源已关闭再进行操 作。
使用合适的工具和仪器进行测 量。
注意安全，避免触电和过热。
优化方法与技巧
调整变压器匝数比
改变匝数比可以改变输出电压。
调整开关频率
改变频率可以改变效率或体积。
优化方法与技巧
• 优化磁芯材料：选择合适的磁芯材料可以提高效 率。
优化方法与技巧
技巧 使用专业软件进行设计优化。
通过控制开关管的导通和关断 时间，实现输出电压的调节。
电流转换过程
当开关管导通时，电流从输入端流经 开关管和变压器初级线圈，产生磁场 。
通过控制开关管的导通和关断时间， 实现输出电流的调节。
当开关管关断时，磁场消失，变压器 次级线圈产生感应电动势，输出电流 。
03
反激变换器的电路设计
输入输出电压设计
详细描述
在LED驱动电路中，反激变换器的作用是将输入的直流电或交流电转换为适合LED的直流电流，以控 制LED的亮度和颜色。由于LED对于电流和电压的要求较高，因此需要稳定的驱动电路来保证其正常 工作，而反激变换器恰好能够满足这一需求。
工业控制应用案例
总结词
在工业控制领域，反激变换器主要用于实现信号的隔离和传输，保证控制系统的稳定性 和安全性。
反激变换器的应用场景
01
02
03
开关电源
反激变换器在各种电子设 备中作为开关电源使用， 如计算机、打印机、显示 器等。
适配器
反激变换器广泛应用于各 种电子设备的电源适配器 中，如手机充电器、平板 电脑充电器等。
LED照明
反激变换器在LED照明领 域应用广泛，用于驱动 LED灯具，提供稳定的照 明电源。
电源拓扑结构介绍----正激和反激(第4、6周)
K23=W2/W3 是副边与复位绕组的匝比。
2020/7/16
8
此时，整流二极管D1 关断，滤波电感电流iL1通过续 流二极管D2续流，与buck变换器类似。
在此开关模态中，加在Q上的电压VQ为： VQ=Vin+K13*Vin。
电源电压Vin反向加在复位绕组W3上，故铁芯去磁， 铁芯磁通Ø减小： W3*dØ/dt=-Vin
D1N4148
(demagnetizing win**d* ing) D3 D1N4148
Forward 变换器实际上是降压式变换器中插入隔 离变压器而成。变压器中有三个绕组，原边绕组W1， 副边绕组W2，复位绕组W3,图中绕组符号标有“*” 号的一端，表示变压器各绕组的同名端，也就是该绕 组的始端。D3是复位绕组W3的串联二极管。下图a、 b、c 给出了变换器在不同开关模态下的等效电路图。
5
2. 带复位绕组的正激变换器的工作原理分析
正激变换器的主要理论波形
2020/7/16
6
下面讨论电感电流连续时forward变换器的工作原理：
1. 模态1 [对应于图 (a)] 在t=0时，Q1导通，Vin通过Q1 加 在原边绕组W1上，因此铁芯磁化，铁芯磁通Ø增加：
在t=Ton时，铁芯磁通Ø的增加量为Vin/W1*D*Ts。 那么副边绕组W2上的电压为：Vw2=W2/W1*Vin=Vin/K12。 式中，K12=W1/W2是原边与副边绕组的匝比。
2020/7/16
4
D1
470u
TX1 D1N4148
L1
*** ***
36 V1
R1 C1
470u
TX1
L1
*** ***
36
V1
D2
2020/7/16
8
此时，整流二极管D1 关断，滤波电感电流iL1通过续 流二极管D2续流，与buck变换器类似。
在此开关模态中，加在Q上的电压VQ为： VQ=Vin+K13*Vin。
电源电压Vin反向加在复位绕组W3上，故铁芯去磁， 铁芯磁通Ø减小： W3*dØ/dt=-Vin
D1N4148
(demagnetizing win**d* ing) D3 D1N4148
Forward 变换器实际上是降压式变换器中插入隔 离变压器而成。变压器中有三个绕组，原边绕组W1， 副边绕组W2，复位绕组W3,图中绕组符号标有“*” 号的一端，表示变压器各绕组的同名端，也就是该绕 组的始端。D3是复位绕组W3的串联二极管。下图a、 b、c 给出了变换器在不同开关模态下的等效电路图。
5
2. 带复位绕组的正激变换器的工作原理分析
正激变换器的主要理论波形
2020/7/16
6
下面讨论电感电流连续时forward变换器的工作原理：
1. 模态1 [对应于图 (a)] 在t=0时，Q1导通，Vin通过Q1 加 在原边绕组W1上，因此铁芯磁化，铁芯磁通Ø增加：
在t=Ton时，铁芯磁通Ø的增加量为Vin/W1*D*Ts。 那么副边绕组W2上的电压为：Vw2=W2/W1*Vin=Vin/K12。 式中，K12=W1/W2是原边与副边绕组的匝比。
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4
D1
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L1
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36 V1
R1 C1
470u
TX1
L1
*** ***
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V1
D2
基于UC的多输出反激变换器的PPT大纲
04
基于UC的多输出反激变换器的 设计
设计原则与步骤
设计原则：高效、可靠、稳定
、易于实现。
01
设计步骤
02
1. 确定输出电压和电流范围。
03
2. 选择合适的磁芯和绕组配置 。
04
3. 设计输入和输出滤波电路。
05
4. 优化驱动电路和保护电路。
06
电路参数的选择与优化
输入电压范围
根据实际应用选择合适的输入电压范围，以 满足多输出反激变换器的需求。
进行不同工况下的实验，记录实验数据。
3
结果分析
对实验数据进行处理和分析，验证多输出反激变 换器的性能指标是否达到设计要求，并分析可能 存在的问题和改进方向。
05
基于UC的多输出反激变换器的 优化策略
优化电路结构
01
02
03
优化电路拓扑
采用更高效的电路拓扑结 构，如采用多输出反激变 换器，以提高电源的效率 和可靠性。
热管理优化
合理设计散热结构和散热 器，确保电子元件在适宜 的温度下工作，降低热损 耗。
减小体积和重量的方法
采用集成化设计
将多个功能模块集成在一个电路板上，减小整体 体积和重量。
选择轻量化材料
选用轻质、高强度的材料，如铝合金、玻璃纤维 等，以降低结构重量。
优化电路板布局
合理安排电路板上的元件布局，减小电路板的尺 寸和重量。
多输出反激变换器可以为主板 、显示器、硬盘等提供所需的
电压。
通信设备
在通信设备中，多输出反激变 换器可以为不同的模块提供所 需的电压。
工业控制
在工业控制领域，多输出反激 变换器可以用于为PLC、传感器 等提供电源。
反激式变换器的应用研究19页PPT
11、越是没有本领的就越加自命不凡。——邓拓 12、越是无能的人，越喜欢挑剔别人的错儿。——爱尔兰 13、知人者智，自知者明。胜人者有力，自胜者强。——老子 14、意志坚强的人能把世界放在手中像泥块一样任意揉捏。——歌德 15、最具挑战性的挑战莫过于提升自我。——迈克尔·F·斯特利
反激式变换器的应用研究
56、死去何所道，托体同山阿。 57、春秋多佳日，登高赋新诗。 58、种豆南山下，草盛豆苗稀。晨兴 理荒秽 ，带月 荷锄归 。道狭 草木长 ，夕露 沾我衣 。衣沾 不足惜 ，但使 愿无违 。 59、相见无杂言，但道桑麻长。 60、迢迢新秋
反激式变换器的应用研究
56、死去何所道，托体同山阿。 57、春秋多佳日，登高赋新诗。 58、种豆南山下，草盛豆苗稀。晨兴 理荒秽 ，带月 荷锄归 。道狭 草木长 ，夕露 沾我衣 。衣沾 不足惜 ，但使 愿无违 。 59、相见无杂言，但道桑麻长。 60、迢迢新秋
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设计参数
首先选择开关管的额定电压。因为额定电压是决定变压器匝比的主要因素。选 择额定电压为200V的开关管。在式(4.4)中，开关管关断时承受的最大电压应力 Vms为120V,因此即使关断瞬间的漏感尖峰为Vms的25％（或30V），仍有50V 的电压裕度。由式(4.4)可得
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
为保证电路不工作于不连续模式，必须设定死区时间，即图中的Tdt。
Vdc和Vms确定后，Np/Nsm可由式(4.4)求得，联立式(4.5)和式(4.6)可得
3、初级电感与最小输出电阻及直流输入电压的关系
由式（4.3）可得初级电感计算公式
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
根据式(4.7确定最大导通时间)
由式(4.8)有
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
由式(4.9)有
由式(4.10)有
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理根据式源自4.11)，初级所需的总园密耳数为
选用19号线，其园密耳数为1290 根据式(4.12)，可得次级电流为
复位时间Tr满足（0.8T-Ton）=16-9.9=6.1μs
Q1关断时，励磁电感的电流使各绕组反向，设此时次级只有一个主次级绕 组Nm，无其他辅助绕组。则由于电感电流不能突变，在Q1关断瞬间，变压 器次级电流幅值为
几个开关周期之后，次级直流电压上升到Vom。Q1关断时，Nm同名端电压 为正，电流从该端输出并线性下降，斜率为dIs/dt=Vom/Ls。其中Ls为次级 电感。若次级电流Is再次导通之前降到零，则变压器存储的能量在Q1再次导 通之前已经传送到负载端，变压器工作在不连续模式。一个周期T内直流母线 电压提供的功率为
第六章 反激变换器拓扑
功 不隔离型 率
降压、升压、降-升 压、库克变换器
变
换
单端
电
隔离型
反激、正激
路
双端
推挽、半桥、 全桥
第六章 反激变换器
6.1 概述（Introduction） 6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
(Discontinuous-Mode Flybacks ——Basic Operation)
6.3 连续模式下反激变换器的基本工作原理
(continuous-Mode Flybacks ——Basic Operation)
6.4 交错反激变换器 本章小结
6.1 概述
反激变换器的工作原理：
开关管导通时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电 容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输 出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
6、次级电流有效值和导线尺寸
次级电流为三角波，峰值为Is=Ip(Np/Ns)，持续时间为Ts。初次级匝 比Np/Ns由式(4.4)给出，Tr=0.8T-Ton，因此次级电流有效值为
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
7、不连续模式下的反激变换器设计实例
优点：
不需要输出滤波电感（滤波电感在所有正激拓扑中是必 需的），减小体积，降低成本。
应用范围：
5～150W电源中应用广泛 高电压、小功率场合（电压不大于5000V，功率小于15W） 50W~150W且有多组输出的变换器 选择合适的匝比，可用于直流输入低至5V的场合
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
反馈环路在Vdc或Ro上升时减小Ton ，在Vdc或Ro下降时增大Ton，从而自动调整输出。
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
6.2.2 设计原则和设计步骤
1、确定初/次级匝数比（匝比决定了不考虑漏感尖峰时开关管可承受的最大 关断电压应力Vms） 忽略漏感尖峰并设整流管压降为1V，则直流输入电压最大时开关管的最大电 压应力为
4、开关管的最大电压应力和峰值电流
若开关管为双极晶体管，则其峰值电流Ip为
其中Vdc已给定，Ton可由式（4.7）计算，Lp可由（4.8）求出。若开关 管为MOSFET，则其最大额定电流为式(4.9)计算值的5～10倍，以使其导 通电阻足够小，导通压降足够大。
5、初级电流有效值和导线尺寸
初级电流为三角波，峰值为Ip，有效值为
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
Ip=(Vdc-1)Ton/Lp,则有
由上式可见，只要反馈保持VdcTon恒定，即可保持输出恒定。
6.2.1 输入电压、输出电压及导通时间与输出负载的关系
设变换器效率为80％ 从式（4.2b）可见最大导通时间Ton出现在输入电压最低的时候，即 Ip=VdcTon/Lp
工作原理
电路有一主一辅两个输出，主输 出Vom接负反馈闭环。Vom的 采样电压与参考电压相比较，产 生的误差信号控制Q1的导通时 间，使输出采样电压在输入电压 和负载变化时跟随参考电压变化。 辅输出对输入电压的变化调整很 好，但对负载变化调整稍差。
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
Q1导通时，所有绕组同名端的电压相对于异名端为负；输出整流管D1、 D2反偏，C1、C0单独向负载供电。C1、C0容量的选择应保证提供负载电 流的同时能满足输出电压纹波和压降的要求。Q1导通期间，Np的电压恒定， 其电流线性上升，斜率为di/dt=(Vdc-1)/Lp，其中，Lp是初级励磁电感。 在导通结束之前，初级电流上升达到Ip=(Vdc-1)Ton/Lp。变压器储能为
参数的选择应使Vms尽量小，以保证即使有0.3Vdc的漏感尖峰叠加于Vms， 对开关管的极限值（Vceo、Vcer或Vcev）仍有30％的裕度。 2、保证磁心不饱和且电路始终工作于DCM模式
即保证变压器正负伏秒数相等。 假设Q1和D1的正向导通压降均为1V，则有
式中，Tr是图中变压器的复位时间，也是次级电流降为零的时间。
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
由式(4.12)可知，次级所需的总园密耳数为500×21＝10500。 因此选用10号线，但10号线直径太大，选用等园密耳的铜箔绕组或者 并绕细线代替。 输出电容根据输出纹波选择。输出电流最大时，开关管的导通时间为9.9μs， 则滤波电容Co在13.9μs(包括导通时间和死区时间，此时的输出电流完全由 电容提供)里承受10A的电流，其电压坡度为
首先选择开关管的额定电压。因为额定电压是决定变压器匝比的主要因素。选 择额定电压为200V的开关管。在式(4.4)中，开关管关断时承受的最大电压应力 Vms为120V,因此即使关断瞬间的漏感尖峰为Vms的25％（或30V），仍有50V 的电压裕度。由式(4.4)可得
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
为保证电路不工作于不连续模式，必须设定死区时间，即图中的Tdt。
Vdc和Vms确定后，Np/Nsm可由式(4.4)求得，联立式(4.5)和式(4.6)可得
3、初级电感与最小输出电阻及直流输入电压的关系
由式（4.3）可得初级电感计算公式
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
根据式(4.7确定最大导通时间)
由式(4.8)有
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
由式(4.9)有
由式(4.10)有
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理根据式源自4.11)，初级所需的总园密耳数为
选用19号线，其园密耳数为1290 根据式(4.12)，可得次级电流为
复位时间Tr满足（0.8T-Ton）=16-9.9=6.1μs
Q1关断时，励磁电感的电流使各绕组反向，设此时次级只有一个主次级绕 组Nm，无其他辅助绕组。则由于电感电流不能突变，在Q1关断瞬间，变压 器次级电流幅值为
几个开关周期之后，次级直流电压上升到Vom。Q1关断时，Nm同名端电压 为正，电流从该端输出并线性下降，斜率为dIs/dt=Vom/Ls。其中Ls为次级 电感。若次级电流Is再次导通之前降到零，则变压器存储的能量在Q1再次导 通之前已经传送到负载端，变压器工作在不连续模式。一个周期T内直流母线 电压提供的功率为
第六章 反激变换器拓扑
功 不隔离型 率
降压、升压、降-升 压、库克变换器
变
换
单端
电
隔离型
反激、正激
路
双端
推挽、半桥、 全桥
第六章 反激变换器
6.1 概述（Introduction） 6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
(Discontinuous-Mode Flybacks ——Basic Operation)
6.3 连续模式下反激变换器的基本工作原理
(continuous-Mode Flybacks ——Basic Operation)
6.4 交错反激变换器 本章小结
6.1 概述
反激变换器的工作原理：
开关管导通时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电 容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输 出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
6、次级电流有效值和导线尺寸
次级电流为三角波，峰值为Is=Ip(Np/Ns)，持续时间为Ts。初次级匝 比Np/Ns由式(4.4)给出，Tr=0.8T-Ton，因此次级电流有效值为
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
7、不连续模式下的反激变换器设计实例
优点：
不需要输出滤波电感（滤波电感在所有正激拓扑中是必 需的），减小体积，降低成本。
应用范围：
5～150W电源中应用广泛 高电压、小功率场合（电压不大于5000V，功率小于15W） 50W~150W且有多组输出的变换器 选择合适的匝比，可用于直流输入低至5V的场合
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
反馈环路在Vdc或Ro上升时减小Ton ，在Vdc或Ro下降时增大Ton，从而自动调整输出。
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
6.2.2 设计原则和设计步骤
1、确定初/次级匝数比（匝比决定了不考虑漏感尖峰时开关管可承受的最大 关断电压应力Vms） 忽略漏感尖峰并设整流管压降为1V，则直流输入电压最大时开关管的最大电 压应力为
4、开关管的最大电压应力和峰值电流
若开关管为双极晶体管，则其峰值电流Ip为
其中Vdc已给定，Ton可由式（4.7）计算，Lp可由（4.8）求出。若开关 管为MOSFET，则其最大额定电流为式(4.9)计算值的5～10倍，以使其导 通电阻足够小，导通压降足够大。
5、初级电流有效值和导线尺寸
初级电流为三角波，峰值为Ip，有效值为
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
Ip=(Vdc-1)Ton/Lp,则有
由上式可见，只要反馈保持VdcTon恒定，即可保持输出恒定。
6.2.1 输入电压、输出电压及导通时间与输出负载的关系
设变换器效率为80％ 从式（4.2b）可见最大导通时间Ton出现在输入电压最低的时候，即 Ip=VdcTon/Lp
工作原理
电路有一主一辅两个输出，主输 出Vom接负反馈闭环。Vom的 采样电压与参考电压相比较，产 生的误差信号控制Q1的导通时 间，使输出采样电压在输入电压 和负载变化时跟随参考电压变化。 辅输出对输入电压的变化调整很 好，但对负载变化调整稍差。
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
Q1导通时，所有绕组同名端的电压相对于异名端为负；输出整流管D1、 D2反偏，C1、C0单独向负载供电。C1、C0容量的选择应保证提供负载电 流的同时能满足输出电压纹波和压降的要求。Q1导通期间，Np的电压恒定， 其电流线性上升，斜率为di/dt=(Vdc-1)/Lp，其中，Lp是初级励磁电感。 在导通结束之前，初级电流上升达到Ip=(Vdc-1)Ton/Lp。变压器储能为
参数的选择应使Vms尽量小，以保证即使有0.3Vdc的漏感尖峰叠加于Vms， 对开关管的极限值（Vceo、Vcer或Vcev）仍有30％的裕度。 2、保证磁心不饱和且电路始终工作于DCM模式
即保证变压器正负伏秒数相等。 假设Q1和D1的正向导通压降均为1V，则有
式中，Tr是图中变压器的复位时间，也是次级电流降为零的时间。
6.2 不连续模式下反激变换器的基本工作原理
由式(4.12)可知，次级所需的总园密耳数为500×21＝10500。 因此选用10号线，但10号线直径太大，选用等园密耳的铜箔绕组或者 并绕细线代替。 输出电容根据输出纹波选择。输出电流最大时，开关管的导通时间为9.9μs， 则滤波电容Co在13.9μs(包括导通时间和死区时间，此时的输出电流完全由 电容提供)里承受10A的电流，其电压坡度为