理解功率MOSFET的开关损耗
讨论开关电源中MOSFER驱动电阻的功耗下图是最常用的
讨论开关电源中MOSFER 驱动电阻的功耗.下图是最常用的MOSFET 驱动：
目的是计算R1上所消耗的功率。
参考“AN799Matching MOSFET Drivers to MOSFETs “中计算MOSFET 驱动损耗的方法计算出MOSFET 的驱动损耗，也可查表得出MOSFET 管IRFS41N15的总电荷Q G =82nC(V GS =12V,V DS =120V).
按理说，VGS 通过R1对MOSFET 的输入电容充电，充电电荷量为Q G 。
则充电电流为 RCg
Q tr Q I G G ==
Tr 为电容充电时间，tr=RCg.Cg 为栅极等效电容，Cg=
G G V Q （这个不知道有没有问题） 以IRFS41N15D 为例： Cg=G
G V Q =82nC/12=6.83nF 则RCg
Q tr Q I G G === 3.6A(有点绕，其实就是I=V/R ，但是在理想情况下，实际情况tr 不是简单的等于RC ，应该还会乘一时间常数？)
如果前面推理正确的话，那么消耗在R1上的功率为：
P=I 2*R=42.77W ，很明显这是不合理的，因为实际中使用的是1206封装的电阻，最大功耗为250mW ，且工作正常。
请各位高手说明一下问题出在哪里？？？。
浅析开关电源MOS的损耗计算与选型原则
浅析开关电源MOS的损耗计算与选型原则
MOS设计选型的几个基本原则
建议初选之基本步骤：
1 电压应力
在电源电路应用中，往往首先考虑漏源电压 VDS 的选择。
在此上的基本原则为MOSFET 实际工作环境中的最大峰值漏源极间的电压不大于器件规格书中标称漏源击穿电压的90% 。
即：
VDS_peak ≤90% * V(BR)DSS
注：一般地， V(BR)DSS 具有正温度系数。
故应取设备最低工作温度条件下之 V(BR)DSS 值作为参考。
2 漏极电流
其次考虑漏极电流的选择。
基本原则为MOSFET 实际工作环境中的最大周期漏极电流不大于规格书中标称最大漏源电流的90% ；漏极脉冲电流峰值不大于规格书中标称漏极脉冲电流峰值的90% 即：
ID_max ≤90% * ID
ID_pulse ≤90% * IDP
注：一般地， ID_max 及 ID_pulse 具有负温度系数，故应取器件在最大结温条件下之 ID_max 及 ID_pulse 值作为参考。
器件此参数的选择是极为不确定的—主要是受工作环境，散热技术，器件其它参数（如导通电阻，热阻等）等相互制约影响所致。
最终的判定依据是结点温度（即如下第六条之“耗散功率约束”）。
根据经验，在实际应用中规格书目中之 ID 会比实际最大工作电流大数倍，这是因为散耗功率及温升之限制约束。
在初选计算时期还须根据下面第六条的散耗功率约束不断调整此参数。
建议初选于3~5 倍左右 ID = (3~5)*ID_max。
3 驱动要求
MOSFEF 的驱动要求由其栅极总充电电量（Qg ）参数决定。
在满足其它参数要求的情。
理解功率MOSFET的开关损耗.kdh要点
理解功率MOSFET的开关损耗万代半导体元件上海有限公司刘松本文详细分析计算开关损耗，并论述实际状态下功率MO S F E T的开通过程和自然零电压关断的过程，从而使电子工程师知道哪个参数起主导作用并更加深入理解MOSFET。
MOSFET开关损耗1 开通过程中MOSFET开关损耗功率MO S F E T的栅极电荷特性如图1所示。
值得注意的是：下面的开通过程对应着BU CK变换器上管的开通状态，对于下管是0电压开通，因此开关损耗很小，可以忽略不计。
开通过程中，从t0时刻起，栅源极间电容开始充电，栅电压开始上升，栅极电压为其中：，V G S 为P W M栅极驱动器的输出电压，Ro n为PW M 栅极驱动器内部串联导通电阻，Ciss为MOSFET输入电容，Rg 为MOSFET的栅极电阻。
V G S 电压从0增加到开启阈值电压V T H 前，漏极没有电流流过，时间t 1为V G S电压从VT H 增加到米勒平台电压V GP的时间t2为VGS 处于米勒平台的时间t3为t 3也可以用下面公式计算：注意到了米勒平台后，漏极电流达到系统最大电流ID ，就保持在电路决定的恒定最大值ID ，漏极电压开始下降，M O S F E T固有的转移特性使栅极电压和漏极电流保持比例的关系，漏极电流恒定，因此栅极电压也保持恒定，这样栅极电压不变，栅源极间的电容不再流过电流，驱动的电流全部流过米勒电容。
过了米勒平台后，MO S F E T完全导通，栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束，就继续地增大，直到等于驱动电路的电源的电压。
M O S F E T 开通损耗主要发生在t 2和t3时间段。
下面以一个具体的实例计算。
输入电压12V ，输出电压3.3V /6A ，开关频率350k H z ，P W M 栅极驱动器电压为5V ，导通电阻1. 5Ω，关断的下拉电阻为0. 5Ω，所用的M O S F E T 为A O 4468，具体参数为C i s s =955p F ，C o s s =145p F ，C r s s =112p F ，R g =0. 5Ω；当V G S =4. 5V ，Q g =9n C ；当V G S =10V ，Q g =17nC，Qg d =4.7nC，Qg s =3.4nC；当VG S=5V 且I D =11. 6A ，跨导g F S =19S；当VD S =VG S 且ID =250μA，VT H=2V ；当VG S=4. 5V 且I D =10A ，R DS(ON=17.4mΩ。
开关电源8大损耗,讲的太详细了
开关电源8大损耗，讲的太详细了能量转换系统必定存在能耗，虽然实际应用中无法获得100%的转换效率，但是，一个高质量的电源效率可以达到非常高的水平，效率接近95%。
绝大多数电源IC 的工作效率可以在特定的工作条件下测得，数据资料中给出了这些参数。
一般厂商会给出实际测量的结果，但我们只能对我们自己的数据担保。
图1 给出了一个SMPS 降压转换器的电路实例，转换效率可以达到97%，即使在轻载时也能保持较高效率。
采用什么秘诀才能达到如此高的效率？我们最好从了解SMPS 损耗的公共问题开始，开关电源的损耗大部分来自开关器件(MOSFET 和二极管)，另外小部分损耗来自电感和电容。
但是，如果使用非常廉价的电感和电容(具有较高电阻)，将会导致损耗明显增大。
选择IC 时，需要考虑控制器的架构和内部元件，以期获得高效指标。
例如，图1 采用了多种方法来降低损耗，其中包括：同步整流，芯片内部集成低导通电阻的MOSFET，低静态电流和跳脉冲控制模式。
我们将在本文展开讨论这些措施带来的好处。
图1. 降压转换器集成了低导通电阻的MOSFET，采用同步整流，效率曲线如图所示。
降压型SMPS损耗是任何SMPS 架构都面临的问题，我们在此以图2 所示降压型(或buck)转换器为例进行讨论，图中标明各点的开关波形，用于后续计算。
降压转换器的主要功能是把一个较高的直流输入电压转换成较低的直流输出电压。
为了达到这个要求，MOSFET 以固定频率(f S)，在脉宽调制信号(PWM)的控制下进行开、关操作。
当MOSFET 导通时，输入电压给电感和电容(L 和C OUT)充电，通过它们把能量传递给负载。
在此期间，电感电流线性上升，电流回路如图2 中的回路1 所示。
当MOSFET 断开时，输入电压断开与电感的连接，电感和输出电容为负载供电。
电感电流线性下降，电流流过二极管，电流回路如图中的环路2 所示。
MOSFET 的导通时间定义为PWM 信号的占空比(D)。
超结功率mosfet输出电容迟滞效应及zvs软开关影响-概述说明以及解释
超结功率mosfet输出电容迟滞效应及zvs软开关影响-概述说明以及解释1.引言1.1 概述概述超结功率MOSFET作为一种常见的功率器件，广泛应用于功率电子领域。
然而，由于其特殊的结构和工作原理，超结功率MOSFET存在着输出电容迟滞效应，这一效应会导致其在开关过程中的性能衰减和功率损耗增加。
因此，研究和解决超结功率MOSFET输出电容迟滞效应成为当前的热点问题。
本文旨在系统地探讨超结功率MOSFET输出电容迟滞效应的定义、原理和影响因素，并提出相应的应对策略。
同时，本文将重点研究ZVS软开关技术对超结功率MOSFET输出电容迟滞效应的影响，并探讨ZVS软开关在改善超结功率MOSFET性能方面的优势和应用。
为了验证ZVS软开关对超结功率MOSFET输出电容迟滞效应的改善效果，本文还进行了一系列的实验研究，并通过实验结果与分析进行案例分析和讨论。
通过本文的研究，我们期望能够深入理解超结功率MOSFET输出电容迟滞效应的机理，并为解决这一问题提供一定的指导和参考。
同时，本文的研究成果也将对改进和优化功率电子设备的设计和应用产生积极的影响。
接下来，我们将在第二章中介绍超结功率MOSFET输出电容迟滞效应的定义和原理，以及影响因素和应对策略。
第三章将详细探讨ZVS软开关技术对超结功率MOSFET输出电容迟滞效应的影响，并通过实验研究和案例分析来验证其改善效果。
最后，在结论部分我们将对全文进行总结，并展望未来进一步研究超结功率MOSFET输出电容迟滞效应的意义和方向。
1.2文章结构文章结构部分的内容可以包括以下内容：本篇文章主要分为三个部分，即引言、正文和结论。
下面将对每个部分的内容进行简要介绍。
引言部分包括了概述、文章结构和目的三个小节。
在“概述”部分，文章将对超结功率MOSFET输出电容迟滞效应及ZVS软开关进行简要介绍。
在“文章结构”部分，将明确指出本篇文章的组织结构，便于读者对整篇文章的内容有一个大致了解。
mosfet损耗的计算
mosfet损耗的计算
Mosfet的损耗可以分为导通损耗和开关损耗两部分。
导通损耗是指Mosfet在导通状态下由于通道电阻而产生的功耗，开关损耗是指Mosfet在开关状态下由于开关过程中的电压和电流变化而产生的功耗。
导通损耗的计算可以使用以下公式：
Pd = I^2 * Rds(on)
其中，Pd为导通损耗，I为Mosfet导通时的电流，Rds(on)为Mosfet导通时的通道电阻。
开关损耗的计算可以使用以下公式：
Ps = (Vsw * Qg * f) + (Vds * Id * ton)
其中，Ps为开关损耗，Vsw为Mosfet开关时的电压变化，Qg为Mosfet的输入电荷，f为开关频率，Vds为Mosfet开关时的漏极-源极电压变化，Id为Mosfet开关时的漏极电流，ton为Mosfet的导通时间。
综合导通损耗和开关损耗，可以得到Mosfet的总损耗：
Ptotal = Pd + Ps
需要注意的是，Mosfet的损耗还会受到工作温度、散热条件等因素的影响，因此在实际应用中还需要考虑这些因素。
开关电源的开关损耗
开关电源的开关损耗作者：Roger Kenyon 美信公司应用工程部总监Switching loss in switch-mode power supplies基于电感的开关电源（SM-PS）包含一个功率开关，用于控制输入电源流经电感的电流。
大多数开关电源设计选择MOSFET作开关（图1a中Q1），其主要优点是MOSFET在导通状态具有相对较低的功耗。
MOSFET完全打开时的导通电阻（RDS(ON)）是一个关键指标，因为MOSFET的功耗随导通电阻变化很大。
开关完全打开时，MOSFET的功耗为ID2与RDS(ON)的乘积。
如果RDS(ON)为0.02W，ID为1A，则MOSFET功耗为0.02*12=0.02W。
功率MOSFET的另一功耗源是栅极电容的充放电。
这种损耗在高开关频率下非常明显，而在稳态（MOSFET连续导通）情况下，MOSFET 栅极阻抗极高，典型的栅极电流在纳安级，因此，这时栅极电容引起的功耗则微不足道。
转换效率是SMPS的重要指标，须选择尽可能低的RDS(ON)。
MOSFET制造商也在坚持不懈地开发低导通电阻的MOSFET，以满足这一需求。
随着蜂窝电话、PDA及其他电子设备的体积要求越来越小，对电子器件，包括电感、电容、MOSFET 等的尺寸要求也更加苛刻。
减小SMPS体积的通用方法是提高它的开关频率，开关频率高容许使用更小的电感、电容，使外部元件尺寸最小。
不幸的是，提高SMPS的开关频率会降低转换效率，即使MOSFET的导通电阻非常小。
工作在高开关频率时，MOSFET的动态特性，如栅极充放电和开关时间变得更重要。
可以看到在较高的开关频率时，高导通电阻的MOSFET反而可以提高SMPS的效率。
为了理解这个现象就不能只看MOSFET的导通电阻。
下面讨论了N沟道增强型MOSFET的情况，其它类型的MOSFET具有相同结果。
图1. 一个典型的升压转换器（a）利用MOSFET控制流经电感至地。
功率MOSFET的介绍
功率MOSFET的介绍功率 MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）是一种常用的功率开关器件，适用于各种高频和高电压开关电路中。
它是一种基于MOSFET技术的强大的半导体器件，能够在高电压和高电流条件下进行可靠的开关。
本文将对功率 MOSFET 进行详细介绍。
功率MOSFET是一种特殊的金属氧化物半导体场效应晶体管，其主要特点是具有低导通电阻和高击穿电压。
它的主要结构由N型或P型衬底、金属氧化物介质层、栅极、漏极和源极等组成。
在正常工作时，栅极电压通过氧化物层控制通道的导通状态，并影响漏极电流的大小。
功率MOSFET有两种类型：N沟道MOSFET和P沟道MOSFET。
N沟道MOSFET中，衬底为P型，控制栅极电压为正电压时，沿着N型沟道方向，电子从源极流向漏极，形成导通。
对于P沟道MOSFET来说，衬底为N型，控制栅极电压为负电压时，沿着P型沟道方向，空乏区消失，形成导通。
1.低导通电阻：功率MOSFET的导通电阻非常低，可达到几个毫欧姆，这意味着非常小的功率损耗和低热量产生。
2.高击穿电压：功率MOSFET可以工作在较高的电压范围内，从几十伏到几千伏都有。
这使得它非常适合在高压和高电流环境下使用。
3.快速开关速度：功率MOSFET能够实现非常快速的开关速度，这对于高频率应用非常重要。
它不仅能够提高开关效率，还能够减少电路的响应时间。
4.良好的热特性：功率MOSFET在高功率应用中通常会产生大量的热量。
因此，它需要具有良好的散热性能，以确保设备的稳定性和可靠性。
5.可靠性和耐久性：功率MOSFET能够长时间工作在高温和高电流条件下而不损坏。
这是由于其设计和材料的优化，使其具有较高的可靠性和耐久性。
虽然功率MOSFET在各种应用中都具有重要作用，但同时也有一些限制。
例如，功率MOSFET的成本通常较高，故在一些低功率应用中往往会选择其他更经济的晶体管。
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MOSEFT 分析：理解功率MOSFET 的开关损耗
本文详细分析计算开关损耗，并论述实际状态下功率MOSFET 的开通过程和自然零电压关断的过程，从而使电子工程师知道哪个参数起主导作用并更加深入理解MOSFET。
MOSFET 开关损耗
1 1 开通过程中开通过程中MOSFET 开关损耗
功率MOSFET 的栅极电荷特性如图1所示。
值得注意的是：下面的开通过程对应着BUCK 变换器上管的开通状态，对于下管是0电压开通，因此开关损耗很小，可以忽略不计。
a
图1 MOSFET 开关过程中栅极电荷特性
开通过程中，从t0时刻起，栅源极间电容开始充电，栅电压开始上升，栅极电压为
其中： ，VGS 为PWM 栅极驱动器的输出电压，Ron 为PWM 栅极驱动器内部串联导通电阻，Ciss 为MOSFET 输入电容，Rg 为MOSFET 的栅极电阻。
VGS 电压从0增加到开启阈值电压VTH 前，漏极没有电流流过，时间t1为
VGS 电压从VTH 增加到米勒平台电压VGP 的时间t2为
VGS处于米勒平台的时间t3为
t3也可以用下面公式计算：
注意到了米勒平台后，漏极电流达到系统最大电流ID，就保持在电路决定的恒定最大值ID，漏极电压开始下降，MOSFET固有的转移特性使栅极电压和漏极电流保持比例的关系，漏极电流恒定，因此栅极电压也保持恒定，这样栅极电压不变，栅源极间的电容不再流过电流，驱动的电流全部流过米勒电容。
过了米勒平台后，MOSFET完全导通，栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束，就继续地增大，直到等于驱动电路的电源的电压。
MOSFET开通损耗主要发生在t2和t3时间段。
下面以一个具体的实例计算。
输入电压12V，输出电压3.3V/6A，开关频率350kHz，PWM栅极驱动器电压为5V，导通电阻1.5Ω，关断的下拉电阻为0.5Ω，所用的MOSFET为AO4468，具体参数为Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5Ω；当VGS=4.5V，Qg=9nC；当VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；当VGS=5V且ID=11.6A，跨导gFS=19S；当VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V；当VGS=4.5V且ID=10A，
RDS(ON)=17.4mΩ。
开通时米勒平台电压V GP：
计算可以得到电感L=4.7μH.，满载时电感的峰峰电流为1.454A，电感的谷点电流为5.273A，峰值电流为6.727A，所以，开通时米勒平台电压
V GP=2+5.273/19=2.278V，可以计算得到：
开通过程中产生开关损耗为
开通过程中，Crss和米勒平台时间t3成正比，计算可以得出米勒平台所占开通损耗比例为84%，因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOSFET的开关损耗中起主导作用。
Ciss=Crss+Cgs，Ciss所对应电荷为Qg。
对于两个不同的MOSFET，两个不同的开关管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的，但如果A管的Crss比B管的大得多时，A管的开关损耗就有可能大于B管。
因此在实际选取MOSFET 时，需要优先考虑米勒电容Crss的值。
减小驱动电阻可以同时降低t3和t2，从而降低开关损耗，但是过高的开关速度会引起EMI的问题。
提高栅驱动电压也可以降低t3时间。
降低米勒电压，也就是降低阈值开启电压，提高跨导，也可以降低t3时间从而降低开关损耗。
但过低的阈值开启会使MOSFET容易受到干扰误导通，增大跨导将增加工艺复杂程度和成本。
2 关断过程中
关断过程中MOSFET开关损耗
2
关断的过程如图1所示，分析和上面的过程相同，需注意的就是此时要用PWM 驱动器内部的下拉电阻0.5Ω和Rg串联计算，同时电流要用最大电流即峰值电流6.727A来计算关断的米勒平台电压及相关的时间值：
VGP=2+6.727/19=2.354V。
关断过程中产生开关损耗为：
Crss一定时，Ciss越大，除了对开关损耗有一定的影响，还会影响开通和关断的延时时间，开通延时为图1中的t1和t2，图2中的t8和t9。
图2 断续模式工作波形
响
Coss产生开关损耗与对开关过程的影
产生开关损耗与对开关过程的影响
1 Coss产生的开关损耗
通常，在MOSFET关断的过程中，Coss充电，能量将储存在其中。
Coss同时也影响MOSFET关断过程中的电压的上升率dVDS/dt，Coss越大，dVDS/dt就越小，这样引起的EMI就越小。
反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易产生EMI 的问题。
但是，在硬开关的过程中，Coss又不能太大，因为Coss储存的能量将在MOSFET 开通的过程中，放电释放能量，将产生更多的功耗降低系统的整体效率，同时在开通过程中，产生大的电流尖峰。
开通过程中大的电流尖峰产生大的电流应力，瞬态过程中有可能损坏MOSFET，同时还会产生电流干扰，带来EMI的问题；另外，大的开通电流尖峰也会给峰值电流模式的PWM控制器带来电流检测的问题，需要更大的前沿消隐时间，防止电流误检测，从而降低了系统能够工作的最小占空比值。
Coss产生的损耗为：
对于BUCK变换器，工作在连续模式时，开通时MOSFET的电压为输入电源电压。
当工作在断续模式时，由于输出电感以输出电压为中心振荡，Coss电压值为开通瞬态时MOSFET的两端电压值，如图2所示。
2 Coss对开关过程的影响
图1中VDS的电压波形是基于理想状态下，用工程简化方式来分析的。
由于Coss 存在，实际的开关过程中的电压和电流波形与图1波形会有一些差异，如图3
所示。
下面以关断过程为例说明。
基于理想状态下，以工程简化方式，认为VDS 在t7时间段内线性地从最小值上升到输入电压，电流在t8时间段内线性地从最大值下降到0。
图3 MOSFET开关过程中实际波形
实际过程中，由于Coss影响，大部分电流从MOSFET中流过，流过Coss的非常小，甚至可以忽略不计，因此Coss的充电速度非常慢，电流VDS上升的速率也非常慢。
也可以这样理解：正是因为Coss的存在，在关断的过程中，由于电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较低的电压，可以认为是Z VS，即0电压关断，功率损耗很小。
同样的，在开通的过程中，由于Coss的存在，电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较高的电压，实际的功率损耗很大。
在理想状态的工程简化方式下，开通损耗和关断损耗基本相同，见图1中的阴影部分。
而实际的状态下，关断损耗很小而开通损耗很大，见图3中的阴影部分。
从上面的分析可以看出：在实际的状态下，Coss将绝大部分的关断损耗转移到开通损耗中，但是总的开关功率损耗基本相同。
图4波形可以看到，关断时，VDS 的电压在米勒平台起始时，电压上升速度非常慢，在米勒平台快结束时开始快速上升。
图4 非连续模式开关过程中波形
Coss越大或在DS极额外的并联更大的电容，关断时MOSFET越接近理想的Z VS，关断功率损耗越小，那么更多能量通过Coss转移到开通损耗中。
为了使MOSFET 整个开关周期都工作于Z VS，必须利用外部的条件和电路特性，实现其在开通过程的Z VS。
如同步BUCK电路下侧续流管，由于其寄生的二极管或并联的肖特基二极管先导通，然后续流的同步MOSFET才导通，因此同步MOSFET是0电压导通Z VS，而其关断是自然的0电压关断Z VS，因此同步MOSFET在整个开关周期是0电压的开关Z VS，开关损耗非常小，几乎可以忽略不计，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所产生的导通损耗，选取时只需要考虑RDS（ON）而不需要考虑Crss的值。
注意到图1是基于连续电流模式下所得到的波形，对于非连续模式，由于开通前的电流为0，所以，除了Coss放电产生的功耗外，没有开关的损耗，即非连续模式下开通损耗为0。
但在实际的检测中，非连续模式下仍然可以看到VGS有米勒平台，这主要是由于Coss的放电电流产生的。
Coss放电快，持续的时间短，这样电流迅速降低，由于VGS和ID的受转移特性的约束，所以当电流突然降低时，VGS也会降低，VGS波形前沿的米勒平台处产生一个下降的凹坑，并伴随着振荡。