基于UC3844的多路输出双管正激电源设计
第十七届全国电源技术年会论文集
基于ＵＣ３８４４的多路输出双管正激电源设计
石晓丽张代润黄念慈郑越四川大学电气信息学院（成都６１００６５）
摘要：介绍了一种基于ＵＣ３８４４集成芯片实现双管正激多路输出的电路，分析了电路的工作原理，并介绍了电路启动和控制设计方法，该控制方法简单，成本低，工作频率高，实用性强，同时设计了两种输出方案来满足不同需要，与一般的双管正激相比有较高的实用价值，实验证明效果良好。
叙词：双管正激多路输出开关电源
１引言
在中等容量的开关电源中，双管正激变换器有比较明显的
优势，它克服了单管正激变换器开关管电压应力过高的缺点，而
且不需要特殊变压器磁复位电路。更重要的是，与全桥变换器
和半桥变换器相比，其在结构上有抗桥臂直通的优点，因此已成
为应用最为普遍的电路拓扑结构。本文设计了一种采用
ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源。ＵＣ３８４４是一种电
流调制的ＰＷＭ控制器，实现电压电流双闭环控制，芯片内阻较
大（３０ｋ），启动电流小（小于ｌｍＡ），因此在高压输入时仍然可以
使用大电阻分压来进行启动，直接采用变压器输出端反馈，控制
电路简单，电路输出采用ＬＭ３５０调整电压精度。
２变换器工作原理
本文设计的变换器输出功率２００Ｗ，工作频率５０ｋＨｚ，工作范围４００Ｖ～６００Ｖ，输出４路分别为２４Ｖ、±１２Ｖ和５Ｖ。
图ｌ是变换器的原理图，主电路是双管正激变换器，开关管Ｑ１和Ｑ２同时导通，能量通过高频变压器传输到输出侧，经整流输出给负载；开关管关断时，变压器能量通过续流二极管Ｄ。和Ｄ２回馈到输入端，变压器磁芯复位。
Ｑ和Ｑ采用功率Ｍ喽；Ｈ『ｒ作为功率开关管。开关管与瞬态电压抑制器（ＴＶＳ）并联，可靠保护开关管。Ｒ３、Ｇ、ｂ构成高频变压器原边缓冲电路，用以限制开关管漏极因高频变压器的漏感而可能产生的尖峰电压，岛选用超快恢复二极管，恢复时间为７５ｎｓ。变压器原边的直流输入电压、原边绕组的感应电压以及由变压器的漏感而产生的尖峰电压，三者叠加在一起，其值可能超过Ｍ哽；既丌的额定电压，所以必须在开关管的ＤＳ极增加钳位电路和吸收电路，用以保护功率Ｍ瞪；Ｈ『ｒ不被损坏。Ｒ。、Ｒｚ、Ｃ１、聩与Ｒ、Ｒ５、ｃ３、Ｄ４构成了两个开关管的缓冲电路，Ｄ３和Ｄ４选用超快恢复管，其最大反向耐压值为７００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。
输出部分采用半波加续流二极管整流，二极管选用超快恢复ＭＵＲ８２０，额定值为８Ａ／２００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。
３控制电路的设计
ＵＣ３８４４电流ＰＷＭ模式集成控制芯片广泛用于中小功率的１３（３－１３（３开关电源，ＵＣ３８４４内部主要由５．０Ｖ基准电压源、振荡器、降压器、电流检测比较器、ＰＷＭ锁存器、高增益Ｅ／Ａ误差放大器和用于驱动功率ＭＯＳＦＥＴ的大电流推挽输出电路等
图１由ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源
构成，启动／关闭电压阀值为１６ｖ／１０Ｖ，输出最大占空比为５０％，工作频率０～５００ｋＨｚ，驱动能力达士１Ａ。
Ｒ２
Ｒ４
图２ＵＣ３８４４的典型外部接线图
ＵＣ３８４４典型外围电路如图２所示。ＵＣ３８４４的内阻大约３０ｋ，它的启动电压可以由主电路输入电压经过Ｒｔ、Ｒｚ、Ｒ。、Ｒ（芯片内阻）分压而得到，由图２可以知道，Ａ点电压的计算公式为：
ＵＡ２ｉ孺Ｒｌ‰
ＵＣ３８４４的启动电压为１６Ｖ，式中Ｒ一３０ｋ，Ｒ２—２０ｋ，Ｒ４—４．７ｋ，可计算出，当Ｒ－一３００ｋ时，％一４００Ｖ电路开始工作。ＵＣ３８４４启动时电流不到ｌｍＡ，启动过程中电阻Ｒ－所消耗的功率大约为：
Ｐｅａ＝ｒ×Ｒ１一（１０－３）２×３００×１０３—０．３Ｗ在双管正激变换器中，两开关管是同步的，因此采用变压器分两路来同时给开关管驱动信号，接线如图３所示。ＵＣ３８４４正
?１８９?
基于ＵＣ３８４４的多路输出双管正激电源设计
常工作时的电源和电压反馈由主变压器的反馈绕组提供；除此
之外，通过小电阻对开关管电流进行采样，作为ＵＣ３８４４的电流
反馈信号。ＵＣ３８４４输出驱动脉冲为１５Ｖ，输出电流可到１Ａ，考
虑到变压器及元件的压降，变压器设计为升压型，变比为１６：１８，
输出端采用１５Ｖ稳压管对驱动信号进行稳压。
Ｒ４
图３ＵＣ３８４４的双管驱动图
４调整电压精度
传统的ＵＣ３８４４用于反激变换器采用离线式结构，这种方
式电路简单，整个补偿网络只由Ｐｌ电路构成，参数选择简便。
但是由于反馈不直接从输出电压取样，所以输出电压仍有很大
的纹波，一般为±２％，负载变化时，输出电压变化大、响应慢，不
适用于精度要求高或负载变化大的场合。在精度要求较高的时
候，则要通过稳压来调整输出精度。本文借助于可调三端稳压
器ＬＭ３５０来满足精度要求。ＬＭ３５０最大输出电流可以达到
３Ａ，电压调整范围为１．２Ｖ～３３Ｖ，图４为ＬＭ３５０的典型应用图，
输出电压计算式为：
Ｄ
ＶＯＵＴ一１．２５Ｖ（１＋“ｂ－２）＋ＩＡＤＪＸＲ２
图５输入电压４００Ｖ时开关驱动信号图６输入电压６００Ｖ时开关驱动信号
６结语
实验结果表明，本文设计用ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激变换器具有稳定性好。使用大电阻Ｒ，分压来调整电路启动电压值，控制电路简单可靠，实用性强，适用于宽范围电压输入场合。同时为适合不同的精度要求，设计了两种方案，一种是精度要求较低时直接由变压器整流输出，另一种是精度较高时采用三端稳压管ＬＭ３５０进行调整。经过实验测试，两种方案可以满足不同场合需求。
参考文献
［１］刘胜利．高频开关电源实用新技术ＥＭ］．北京：机械工业出版社，２００６．
?１９０?其中ｋＤ一５０”Ａ，Ｒ１—２４０Ｄ，，通过调整可调电阻Ｒ２来对输出稳压值进行调节。电路中输出滤波电容Ｃ２的存在，ＬＭ３５０对输入到ＬＭ３５０的电压纹波非常敏感，因此在输入端增加旁路电容ｃ１来削弱输入电压纹波的影响。
０．
Ｃ
Ｔ
图４ＬＭ３５０的典型外围电路
５实验结果及分析
实验电路参数：对应于输入输出电压４００Ｖ～６００Ｖ：２４Ｖ、±１２Ｖ、５Ｖ，主变压器原副边变比为７５：６、３、１，由于本文设计的反馈是２４Ｖ支路绕组反馈，其它支路的采用ＬＭ３５０对输出稳压。
表ｌ实测数据比较
测试项目输出纹波输出电压调整率Ｖｊ：４００ｖｘ６００Ｖ未采用采用未采用
测试条件采用ＬＭ３５０
ＬＭ３５０ＬＭ３５０ＬＭ３５０
△一１．２Ｖ△＝２００ｍＶ
２４Ｖ支路１％ｄ０．５％
５％０．８％士１２Ｖ１％＜Ａ＝１ＶＡ一１２０ｍＶ
支路０．４％８％１．２％
△一３００ｍＶＡ＝５０ｍＶ５Ｖ支路ｌ％ｄ０．３％
６％１．Ｏ％
如脚ｂ
￥哮竹●‘日
＇一
?‘¨●－’｛，●●●－
‘｝‘●＋＋
’日口…
肾ｒ肾｝：；＆警１１””Ｉ甜爿≈孺Ｉ。０搿ｒＩ。“
图７未采用ＬＭ３５０稳压，输入图８采用ＬＭ３５０稳压，输入压４００Ｖ时的１２Ｖ支路输出波形４００Ｖ时的１２Ｖ支路输出波形［２］张志薇，吴辉，贲洪奇．基于ＵＣ３８４４的多路输出ＩＧＢＴ驱动电源设计ＥＪ］．电源技术应用，２００６．
作者简介
石晓丽，女，１９８２年生，硕士生，研究方向为电力电子与电力传动。
张代润，男，１９６５年生，博士，教授，从事有源电力滤波技术、交流电机变频调速、交直流电源等教学及研究。
黄念慈，男，１９４５年生，教授，变流器的基本理论与特种工业电源。
郑越，男，１９８４年生，硕士生，研究方向为电力电子与电力传动。
基于UC3844的多路输出双管正激电源设计
作者：石晓丽， 张代润， 黄念慈， 郑越
作者单位：四川大学电气信息学院(成都 610065)
相似文献(4条)
1.期刊论文曹双强.胡晓吉.CAO Shuang-qiang.HU Xiao-ji基于磁放大器的计算机ATX电源的研究与设计-计算机工程与设计
2010,31(20)
针对大功率计算机ATX电源多路输出中存在的负载交叉调节效应较严重的问题,提出了一种基于磁放大器的计算机电源系统解决方法.该方法以双管正激电路拓扑为主功率变换拓扑,在各辅路输出中采用磁放大器分别进行稳压,并且每个磁放大器反馈控制回路独立设计,极大地改善了负载交叉调节效应.分析了磁放大器工作的原理,并给出了用于ATX电源中的磁放大器的设计方法和步骤.采用集成电路设计上电与掉电时序,简化了传统的ATX时序电路,提高了系统可靠性.最后设计了一款350W计算机ATX电源样机,表明了该ATX电源设计方法,并给出了样机关键点实验波形.
2.学位论文谢亚春异步电机起动/发电实验系统中DC/DC变换装置设计与研究2005
本文对坦克异步起动/发电电源实验室演示系统中辅机电站部分的三个电源变换装置进行了设计与研究.一、采用反激的电路拓扑,在对电源系统作了稳定性和动态性能分析的基础上,分别用电阻分压反馈和光耦隔离反馈的方法研制了以30~52V电压输入,有四路15V,两路5V输出且相互隔离的电源.二、分别用BUCK式和交错并联的双管正激式电路拓扑,研制了磁粉制动器的直流励磁电流源,其中对于交错并联双管正激式的电路进行了基于Saber的仿真,确保了电路参数的选取能够保证电路稳定性与动态性能要求.三、设计了以单片机AT89C51为核心的48V/150Ah的铅酸蓄电池数字式充电变换器,可以实现对蓄电池的分段恒流充电与分段恒压充电,较合理地完成对蓄电池的充电.
3.学位论文顾亦磊集成模块电源拓扑标准化的研究2008
电力电子系统集成是当今电力电子技术研究的重要课题，引领电力电子技术朝集成化、标准化和模块化方向发展。高集成度的标准模块技术的研究是电力电子系统集成工作的重要组成部分，也是影响电力电子系统集成能否成功推广的关键因素。本论文从标准模块的分类、拓扑选择的标准、适合系统集成的软开关理论、标准模块拓扑结构的选择和优化、变拓扑柔性变流器理论、小信号电路的优化等方面探讨了电力电子系统集成的技术，提出了若干新思路。
电力电子系统集成的应用对象是世界上主流的电源产品，文中首先对此进行了调查和分析，分析了各种电力电子系统的要求、结构和特点。为了涵盖尽量多的应用又能够减少标准模块的种类，提出采用电压和功率两种等级交叉的方式对标准模块进行大的电气规格的分类，综合实际的应用得到14种常用的DC/DC标准模块大类。提出了DC/DC拓扑选择的4大准则，针对一些经典的DC/DC拓扑和较新的DC/DC拓扑与这四大标准的关系进行了评价。得出了电气规格和拓扑之间的直接对应关系。
分析了电力电子系统集成标准模块所需要的软开关技术，为中小功率和中功率标准模块提出了控制型软开关的概念和理论，明确了控制型软开关的定义，总结和归纳出控制型软开关的五个特征，利用现有的控制型软开关拓扑检验了这五个特征理论。接着应用五个特征理论推导和构造出一系列拓扑的控制型软开关的实现方法。为小功率标准模块推荐了准谐振反激变流器作为软开关候选拓扑。
针对系统集成的特殊要求，对一些经典的PWM型拓扑进行改进和改造，为系统集成提供更佳的候选拓扑及方案。首先对于较高电压输入的系统集成小功率标准模块，提出了宽范围双管反激DC/DC变流器，拓展了占空比范围，提高了宽范围适应性。其次对于较高电压输入的系统集成中小功率标准模块，又提出了宽范围双管正激变流器系列，其中包含3种非对称双管正激变流器，对其中两种变流器提出了控制型软开关的实现方法。最后为采用同步整流的低压大电流标准模块提出了一种适合并联的同步整流自驱动方案。解决了多个模块并联时会产生短路现象的问题，同时单机运行时的性能又不受损害。
针对系统集成的特殊要求，对经典的谐振型拓扑进行改进和改造，为系统集成提供更佳的候选拓扑及方案。介绍了LLC-4的发展历程，并从最基本结构的非隔离LLC-4出发详细分析了LLC-4的特性。给出了LLC-4在实际产品中的应用例子（液晶电视电源和网络交换机电源）。为了拓展LLC在高输入电压的应用，为三相之后的DC/DC标准模块提供优选拓扑，探讨了带4个死区时间的三电平LLC-4。为适应高电压输出标准模块的应用构造了倍压整流LLC-4结构；为了进一步降低副边元器件的电压应力又构造了副边电压应力最小化的LLC—4，使得副边所有元器件的电压应力为输出电压的一半。构造了结构非常简单的半波整流LLC—4，进而提出了非对称多路输出LLC—4的概念，由于结构灵活多变，多路输出LLC—4非常适合带拓展性的多路输出的标准模块的应用。将“分时”的概念用于LLC—4，提出了利用磁放大器作后级调整的LLC—4，大大提高了多路输出电源的交叉调整率。针对输入或输出大低压大电流的标准模块的应用，又提出了Interleaving的LLC—4，将断续的输入或输出电流改造成连续的电流，拓展了LLC—4适用的功率等级。对以上提出的LLC—4优化的结构都给出了仿真波形或者实验波形。最后总结了LLC—4输入侧和输出侧的各种结构，列举了部分常用的LLC—4结构。
为了进一步提高标准模块的通用性，探索性地提出电力电子变拓扑柔性变流器的概念和理论，明确了柔性变流器子集的概念，并给出了4个较佳的子集例子。研究了柔性变流器切换点和切换方式的选取方法。给出了一个完整的变拓扑柔性变流器的实例，并且进行了实验验证，还给出了小信号的处理方法。
给出了实用的小信号测量和分析的方法，探讨了“增大中频宽度法”和“平移补偿网络法”作为微调小信号特性的有效手段。针对宽电压输入范围的Buck型变流器，提出了采用输入电压作为小信号传函的补偿量的方法，起到抵消功率级传函中Vin分量的作用，使得环路增益不随输入电压改变而改变。采用该方法，在宽输入电压范围应用下可以很好地兼顾变流器的稳定性和动态特性。针对宽输出电压范围的Buck型变流器的应用，分析了各种调节输出电压的手段，提出了采用不影响小信号传函但是又能调节输出电压的方法，采用该方法可以实现在不同输出电压时尽量一致的环路增益。最后分析了柔性变流器的小信号特征，并提出相应的解决方案。
4.学位论文梁永春隔离Boost变换器和反激逆变器的研究2005
本文研究了两部分内容：隔离Boost变换器和反激逆变器。
电气隔离型Boost变换器具有高频电气隔离，易于多路输出，输入电流纹波小，负载短路时可靠性高等优点。它适用于有隔离要求的高压多路输出、双向PWM直流变换和单级PFC等场合。本文对隔离Boost变换器的发展作了系统的总结和分类，并详细讨论了它们的特点。研究一种新颖的隔离boost变换器，它具有开关管电压应力低，没有变压器单向磁饱和问题，可以实现交错并联双管正激电路所有开关管零电压开关。
但是隔离Boost变换器需要重点解决两个问题：1) 减小功率开关关断时两端浪涌电压；2) 隔离Boost变换器的起动。本文综合了两种箝位电路：1) LCD箝位电路，箝位电容上电压不反向；2) 通过增加一个与升压电感耦合的反激线圈和一个连接到输出电容的整流二极管，构成反激箝位电路。
分析了两个起动过程：1) 电压电流双闭环控制Flyback变换器的起动过程，可分为电流过冲阶段，电流调节器调节阶段和电压调节器调节阶段三个阶段。2) 电压电流双闭环控制隔离Boost变换器起动过程分Flyback工作、Buck工作、Boost工作三个工作阶段。起动电流过冲发生在Flyback工作阶段。
研究了一种反激逆变器，它是由两路双向反激直流变换器原边并联副边串联构成。根据其结构特点，提出差动控制和单边控制方案，单边控制策略克服了差动控制策略由于能量循环导致效率低的缺点。研究了两种反激逆变器的单边控制方法：同一双向反激直流变换器两只开关管非互补导通和互补导通。
基于电流断续模式的单边非互补导通控制反激逆变器：副边常通开关管在常通期间流过负载电流，具有较小的导通损耗；逆变器占空比不受拓扑限制，可以在0到0.8之间变化
，方便的实现宽的输出电压范围。实验结果表明该逆变器具有以下优点：双向功率传输、拓扑结构简单、使用器件少、控制方案简单、可靠性高以及良好的动态响应。
基于电流连续模式的单边互补导通控制反激逆变器：输出功率较大时实现同步整流，较小时实现零电压开通，从而有效地降低了整流二极管导通损耗，将效率提高到85.8﹪。
本文链接：https://www.360docs.net/doc/1813136701.html,/Conference_6580951.aspx
授权使用：哈尔滨工业大学(hebgydx)，授权号：b9dbaf19-65cd-4f23-963e-9e9d0151b480
下载时间：2011年3月5日
双管正激
双管正激理想模型的理论缺陷及实际工作过程分析 The defects in operation principle of dual switch forward converter based on ideal model and the analysis of practical operation principle adlsong 摘要：本文阐述的双管正激拓朴结构基于理想模型的工作原理的缺陷，分析了基于基于实际模型的磁通复位工作原理。还讨论了散热器寄生电容对磁通复位过程的影响。文中给出的实际双管正激电源的工作波形，实验的结果证明了分析的正确。此外，还讨论了磁通复位后开关管两端的电压大小与负载的变化关系，也给出相应的实验波形。 Abstract: The principle of dual switch forward converter based on ideal model and its defects are presented in this paper. The practical operation principle based on real model is also discussed in detail. The effect on transformer reset caused by parasitic capacitance between power devices and the heat sink is also discussed. It proves to be correct by the waveforms of a practical dual switch forward converter. It is discussed how the voltage value between the power device after the transformer demagnetized completely varies with the output load. The waveforms are presented in the end. 关键词：双管正激，磁通复位，寄生电容，散热器 Key Words: Dual Switch Forward, Magnetic Reset, Parasitic Capacitor, Heat Sink 双管正激变换器拓朴结构由两个功率开关管和两个二极管构成，当二个开关管Q1和Q2同时关断时，磁通复位电路的二个二极管D3和D4同时导通，输入的电流母线电压Vin反向加在变压器的初级的励磁电感上，初级的励磁电感在Vin作用下励磁电流从最大值线性的减小到0，完成变压器磁通的复位，并将储存在电感中的能量返回到输入端，没有功率损耗，从而提高电源的效率；此外，每个功率开关管理论的电压应力为直流母线电压，这样就可以选取相对较低的额定电压的功率MOSFET 管，成本低，而且额定功率较低的功率MOSFET的导通电阻小，因此可以进一步的提高效率。所以双管正激变换器广泛的应用于台式计算机的主电源及大功率通信电源、变频器等三相电路的辅助电源中。本文将讨论在一些教材和资料中所阐述的这种拓朴结构基于理想模型的工作原理的缺陷，并
反激电源设计分析和经验总结
由反激电源引起的一点儿分析 开关电源分为，隔离与非隔离两种形式，在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式，隔离电源按照结构形式不同，可分为两大类：正激式和反激式。反激式指在变压器原边导通时副边截止，变压器储能。原边截止时，副边导通，能量释放到负载的工作状态，一般常规反激式电源单管多，双管的不常见。正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载，能量通过变压器直接传递。按规格又可分为常规正激，包括单管正激，双管正激。半桥、桥式电路都属于正激电路。 正激和反激电路各有其特点，在设计电路的过程中为达到最优性价比，可以灵活运用。一般在小功率场合可选用反激式。稍微大一些可采用单管正激电路，中等功率可采用双管正激电路或半桥电路，低电压时采用推挽电路，与半桥工作状态相同。大功率输出，一般采用桥式电路，低压也可采用推挽电路。 反激式电源因其结构简单，省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感，而在中小功率电源中得到广泛的应用。在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦，输出功率超过100瓦就没有优势，实现起来有难度。本人认为一般情况下是这样的，但也不能一概而论，PI 公司的TOP芯片就可做到300瓦，有文章介绍反激电源可做到上千瓦，但没见过实物。输出功率大小与输出电压高低有关。 反激电源变压器漏感是一个非常关键的参数，由于反激电源需要变压器储存能量，要使变压器铁芯得到充分利用，一般都要在磁路中开气隙，其目的是改变铁芯磁滞回线的斜率，使变压器能够承受大的脉冲电流冲击，而不至于铁芯进入饱和非线形状态，磁路中气隙处于高磁阻状态，在磁路中产生漏磁远大于完全闭合磁路。 变压器初次极间的偶合，也是确定漏感的关键因素，要尽量使初次极线圈靠近，可采用三明治绕法，但这样会使变压器分布电容增大。选用铁芯尽量用窗口比较长的磁芯，可减小漏感，如用EE、EF、EER、PQ型磁芯效果要比EI型的好。 关于反激电源的占空比，原则上反激电源的最大占空比应该小于0.5，否则环路不容易补偿，有可能不稳定，但有一些例外，如美国PI公司推出的TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的条件下。 占空比由变压器原副边匝数比确定，本人对做反激的看法是，先确定反射电压（输出电压通过变压器耦合反映到原边的电压值），在一定电压范围内反射电压提高则工作占空比增大，开关管损耗降低。反射电压降低则工作占空比减小，开关管损耗增大。当然这也是有前提条件，当占空比增大，则意味着输出二极管导通时间缩短，为保持输出稳定，更多的时候将由输出电容放电电流来保证，输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷，而使其发热加剧，这在许多条件下是不允许的。 占空比增大，改变变压器匝数比，会使变压器漏感加大，使其整体性能变，当漏感能量大到一定程度，可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗，时就没有再增大占空比的意义了，
多路输出直流稳压电源模块设计方案(23)
多路输出直流稳压电源模块设计方案(23) （3）DC/DC 电路设计。 为了得到稳定可靠的±12 V 和+5 V 直流电压，在 DC/DC 电路中，分别选用高可靠的DC/DC模块实现低压直流输出。在低压侧，经过整流后得到23 V 直流电压，通过采用不同的集成稳压器实现+9 V 和+12 V 输出，在每个模块的输入输出端分别加100 μF/25 V 和47 μF/25 V 的电解电容进行滤波。在高压侧，产生三个±12 V 和+5 V 直流电压，并且要求能够通过外部接口输入高低电平控制这三个电压信号的输出。故选用VICOR的VI-J61-IZ、VI-J61-IY 和VI-J60-IX 电源模块实现±12 V 和+5 V 电压输出。这三个模块的电源输入端接300 V 直流电源，即可获得高精度的±12 V和+5 V 电压，要想对DC/DC 的进行输出控制，只需要控制三个电源模块中的Gate In 端即可，三个DC/DC 电路原理图如图2 所示。图2 中当控制端信号为高电平时，VT1、VT2 和VT3 工作，此时DC/DC 的2 端接地，DC/DC 均不工作，±12V 和+5V 电压不输出；当控制端信号为低电平时，VT1、VT2 和VT3 均不工作，此时DC/DC 均正常工作，±12 V和+5 V 电压输出。 图2 三个DC/DC 电路原理图。
（4）直流电压控制电路。 直流电压控制电路的原理图如图3 所示。该电路主要由过欠压保护电路和外部电压控制电路两部分组成。过欠压保护电路主要是指当输入电压过高（或过低）时产生超过（低于）300 V 一定比例的电压后，经过调理电路使电压比较器MAX973 电压发生跳变，从而改变控制信号的输出，致使DC/DC 的Gate In 端电压跳变，进而使DC/DC 停止工作。外部电压控制电路是指当外部控制信号输入端电平发生改 变时，控制信号的输出端的电压发生跳变，从而改变DC/DC 的Gate In端的电压，使DC/DC 停止（或开始）工作。 当外部控制信号输入为低电平时，与非门电路中触发器输出为高电平，此时计数器清零，经过计数触发电路和反相器反相后控制信号输出为高电平，从而进一步验证三个 DC-DC不工作，相应的DC/DC工作指示灯不亮。当外部控制信号输入为高电平时，与非门电路中触发器输出为低电平，此时计数器开始计数，经过计数触发电路和反相器反相后控制信号输出为低电平，从而进一步验证三个DC-DC正常工作，±12 V和+5 V电压输出，相应的DC/DC工作指示灯亮。 图3 直流电压控制电路原理图。
正激变换器工作原理
正激变换器 实际应用中，由于电压等级变换、安全、系统串并联等原因，开关电源的输入输出往往需要电气隔离。在基本的非隔离DC DC-变换器中加入变压器，就可以派生出带隔离变压器的DC DC-变换器。例如，单端正激变换器就是有BUCK变换器派生出来的。 一工作原理 1 单管正激变换器 单端正激变换器是由BUCK变换器派生而来的。图（a1）为BUCK 变换器的原理图，将开关管右边插入一个隔离变压器，就可以得到图（a2）的单端正激变换器 图（a1）BUCK变换器
图（a2）单端正激变换器 BUCK 变换器工作原理： 电路进入平恒以后，由电感单个周期内充放电量相等， 由电感周期内充放电平恒可以得到： ?==T dt L u T L U 001
即： 可得： 单端正激变换器的工作原理和和BUCK 相似。 其工作状态如图如图（a3）所示： 图（a3）单端正激变换器工作状态 开关管Q 闭合。如图所示，当开关管Q 闭合时的工作状态如图a4所示， ? ? =- -ON ON t T t o o i dt U dt U U 0 )(i i ON o o o i OFF o ON o i DU U T t U T D U DT U U t U t U U == -=-=-)1()()(
图（a4） 根据图中同名端所示，可以知道变压器副边也流过电流，D1导通，D2截止，电感电压为正，变压器副边的电流线性上升。在此期间，电感电压为： O I L U U N N u -= 1 2 开关管Q 截止。开关管截止时，变压器副边没有电流流过，副边电流经反并联二极管D2续流，在此期间，电感电压为负，电流线性下降: O L U U -= 在稳定时，和BUCK 电路一样，电感电压在一个周期内积分为零，因此： ()S O S I T D U DT U U N N ?-?=??? ? ??-1120 得： I O DU N N U 1 2= 由此可见，单端正激变换器电压增益与开关导通占空比成正比，
采用双管正激的高效率大功率适配器
高效率大功率适配器的研究 推荐给好友 打印 加入收藏 更新于2007-07-30 02:39:02 适配器拓扑功率因数同步整流 被过滤广告 1 引言 随着技术的发展，电脑CPU的工作频率越来越高，其信息处理能力及各方面功能越来越强，这样就要求为之供电的适配器功率相应较大。目前DELL等公司已为其生产销售的移动PC、笔记本电脑，向电源生产商提出了150W甚至200W适配器的供货要求。对于如此大功率适配器，从安全角度考虑，要求适配器的密封性能要好；为便于携带，同时又希望适配器的体积小。但这些要求却不利于适配器的散热（由于损耗所产生的热量），为此必须采用高效率、低损耗的解决方法。 针对下一代大功率笔记本电脑适配器，本文提出了一种高效率的拓扑结构，并分析研究了其电路工作原理，最后给出了电路参数的选取方法和实验结果。 2 工作原理 笔记本电脑适配器是一种高质量直流输出电源，一般要求它具有宽的交流输入电压范围:90V~264V，并且能够适应输入电压频率的波动：47Hz~63Hz。对于输入功率大于75瓦的适配器，还要求其输入电流谐波满足IEC-1000-3-2 Class D标准，为此适配器须有功率因数校正（PFC）功能。 本文介绍的大功率150瓦笔记本电脑适配器，其输出电压：直流12V；电压调整率：£ ±5%；额定输出电流：12.5A。为满足高功率密度及低成本等要求，经综合考虑，该适配器采用两级电路架构，如图1所示。前级PFC 是升压Boost变换器结构，采用电流临界断续模式（DCMB ）控制；后级直流变换DC/DC部分采用双管正激变换器并对二次侧实行同步整流。
图1适配器的电路结构 2.1 功率因数校正（PFC）电路 由图1可知，交流输入电压Vi经整流桥CR1、输入滤波器L1、C1后，通过电感L2、开关S1、二极管D1组成的Boost 电路变换为直流母线输出电压VB。 图2 PFC电流临界断续模式控制原理时序 PFC工作原理时序[1]，如图2所示。PFC输出电压VB的反馈信号与PFC控制芯片（如ST公司L6561）内部基准信号比较后，产生一电压误差信号；在误差放大器的带宽足够低时（如20Hz以下），该电压误差信号就是一个直流量；此信号和输入整流电压相乘后，得到PFC电感峰值电流基准信号（见图2）。开关S1开通后，PFC电感电流iL2线形上升，达到峰值电流基准时，S1关断；随后iL2通过二极管D1续流，同时向电容C2充电，在电压VB的压迫下，iL2线形下降；当PFC控制芯片检测到电感电流iL2为零时，开关S1将再次开通，开始下一个开关周期。电感电流iL2经输入滤波器L1、C1 滤波，得到连续光滑的正弦输入电流，即图2中所示的平均电流，其值为PFC电感峰值电流基准的一半。 由于开关S1是在电流iL2为零时开通的，故开关S1是零电流开通（ZCS）,因此PFC的开关损耗大为减少；另外由于S1开通时，二极管D1的电流已经为零，所以D1的反向恢复问题也得到解决，由反向恢复引起的损耗将不存在，D1用普通的二极管即可。因控制简单，PFC可采用低成本的控制芯片。 由上分析可知，电流临界断续模式控制的PFC不仅变换效率高，而且还具有控制简单、成本低等优点。
多路输出单端反激式开关电源设计
设计要求 本文设计的开关电源将作为智能仪表的电源，最大功率为10 W。为了减少PCB的数量和智能仪表的体积，要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个PCB 上。 考虑10W的功率以及小体积的因素，电路选用单端反激电路。单端反激电路的特点是：电路简单、体积小巧且成本低。单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传递电路(由开关管和变压器组成)、输出整流滤波电路、误差检测电路(由芯片TL431及周围元件组成)及信号传递电路(由隔离光耦及电阻组成)等组成。本电源设计成表面贴装的模块电源，其具体参数要求如下： 输出最大功率：10W 输入交流电压：85～265V 输出直流电压／电流：+5V，500mA；+12V，150mA；+24V，100mA 纹波电压：≤120mV 单端反激式开关电源的控制原理 所谓单端是指TOPSwitch-II系列器件只有一个脉冲调制信号功率输出端一漏极D。反激式则指当功率MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET 关断时，才向次级输送电能，由于开关频率高达100kHz，使得高频变压器能够快速存储、释放能量，经高频整流滤波后即可获得直流连续输出。这也是反激式电路的基本工作原理。而反馈回路通过控制TOPSwitch器件控制端的电流来调节占空比，以达到稳压的目的。
TOPSwitch-Ⅱ系列芯片选型及介绍 TOPSwitch-Ⅱ系列芯片的漏极(D)与内部功率开关器件MOSFET相连，外部通过负载电感与主电源相连，在启动状态下通过内部开关式高压电源提供内部偏置电流，并设有电流检测。控制极(C)用于占空比控制的误差放大器和反馈电流的输入引脚，与内部并联稳压器连接，提供正常工作时的内部偏置电流，同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的电容连接点。源极(S)与高压功率回路的MOSFET的源极相连，兼做初级电路的公共点与参考点。内部输出极MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性下降，控制电压的典型值为5.7 V，极限电压为9 V，控制端最大允许电流为100 mA。 在设计时还对阈值电压采取了温度补偿措施，以消除因漏源导通电阻随温度变化而引起的漏极电流变化。当芯片结温大于135℃时，过热保护电路就输出高电平，关断输出极。此时控制电压Vc进入滞后调节模式，Vc端波形也变成幅度为4.7V～5.7V的锯齿波．若要重新启动电路，需断电后再接通电路开关，或者将Vc降至3.3V以下，再利用上电复位电路将内部触发器置零，使MOSFET恢复正常工作。 采用TOPSwitch-Ⅱ系列设计单片开关电源时所需外接元器件少，而且器件对电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计十分方便，性能稳定，性价比更高。 对于芯片的选择主要考虑输入电压和功率。由设计要求可知，输入电压为宽范围输入，输出功率不大于10W，故选择TOP222G。 电路设计 本开关电源的原理图如图1所示。
课程设计多路输出直流稳压电源
湖南人文科技学院课程设计报告 课程名称：电子技术课程设计 设计题目：多路输出直流稳压电源 系别：通信与控制工程系 专业：电子信息工程 班级： 学生姓名: 学号: 起止日期:年月日—年月日指导教师: 教研室主任：
摘要 在电子电路中，电子系统都要求用稳定的直流电源，日用电器通常都需要电压稳定的直流稳压电源供电，而人们在日常生活中都使用220V交流电源，因此，需要将交流电变换成直流电。将交流电压变换为直流电压并使之稳定的设备就是直流稳压电源，它主要由电源变压器，整流电路，滤波电路及稳压电路四部分组成。 本文介绍了一种采用7805，7905，7812，7912系列稳压器实现功能，融入了整流桥式的整流作用以及电容的滤波作用，共同实现多路直流稳压电源的输出。主要阐述如何使用以上集成芯片完成对生活中经常要用到小功率稳压电源的设计，其中对包括参数的选取、实际情况对电路的影响的解释，以及对今后设计同类电路的总结。在设计过程中主要运用Multisim进行软件仿真，展现了Multisim在硬件设计过程中的强大功能。其便捷性对我们今后的硬件设计提供了重大帮助! 关键词：单相桥式、稳压电源、Multisim、可变电压，滤波
目录 1 设计目的及要求 (1) 1.1设计目的 (1) 1.2设计任务 (1) 2 设计原理及其方案比较 (2) 2.1 方案一 (2) 2.2 方案二 (2) 2.3 方案比较与实施方案 (3) 3 单元电路的设计 (4) 3.1 电源变压器 (4) 3.2 整流电路 (5) 3.3 滤波电路的设计 (6) 3.4 稳压电路的设计 (7) 4 电路仿真与电路板制作 (8) 4.1 模拟仿真 (8) 4.2 电路板制作 (9) 4.2.1 电路板制作 (9) 4.2.2 电路实物图 (10) 4.2.3 硬件调试 (11) 5 总结思考与致谢 (12) 参考文献 (13) 附录一电路原理图 (14) 附录二 PCB图 (15) 附录三元器件清单 (16)
基于UC3844的多路输出双管正激电源设计
第十七届全国电源技术年会论文集 基于ＵＣ３８４４的多路输出双管正激电源设计 石晓丽张代润黄念慈郑越四川大学电气信息学院（成都６１００６５） 摘要：介绍了一种基于ＵＣ３８４４集成芯片实现双管正激多路输出的电路，分析了电路的工作原理，并介绍了电路启动和控制设计方法，该控制方法简单，成本低，工作频率高，实用性强，同时设计了两种输出方案来满足不同需要，与一般的双管正激相比有较高的实用价值，实验证明效果良好。 叙词：双管正激多路输出开关电源 １引言 在中等容量的开关电源中，双管正激变换器有比较明显的 优势，它克服了单管正激变换器开关管电压应力过高的缺点，而 且不需要特殊变压器磁复位电路。更重要的是，与全桥变换器 和半桥变换器相比，其在结构上有抗桥臂直通的优点，因此已成 为应用最为普遍的电路拓扑结构。本文设计了一种采用 ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源。ＵＣ３８４４是一种电 流调制的ＰＷＭ控制器，实现电压电流双闭环控制，芯片内阻较 大（３０ｋ），启动电流小（小于ｌｍＡ），因此在高压输入时仍然可以 使用大电阻分压来进行启动，直接采用变压器输出端反馈，控制 电路简单，电路输出采用ＬＭ３５０调整电压精度。 ２变换器工作原理 本文设计的变换器输出功率２００Ｗ，工作频率５０ｋＨｚ，工作范围４００Ｖ～６００Ｖ，输出４路分别为２４Ｖ、±１２Ｖ和５Ｖ。 图ｌ是变换器的原理图，主电路是双管正激变换器，开关管Ｑ１和Ｑ２同时导通，能量通过高频变压器传输到输出侧，经整流输出给负载；开关管关断时，变压器能量通过续流二极管Ｄ。和Ｄ２回馈到输入端，变压器磁芯复位。 Ｑ和Ｑ采用功率Ｍ喽；Ｈ『ｒ作为功率开关管。开关管与瞬态电压抑制器（ＴＶＳ）并联，可靠保护开关管。Ｒ３、Ｇ、ｂ构成高频变压器原边缓冲电路，用以限制开关管漏极因高频变压器的漏感而可能产生的尖峰电压，岛选用超快恢复二极管，恢复时间为７５ｎｓ。变压器原边的直流输入电压、原边绕组的感应电压以及由变压器的漏感而产生的尖峰电压，三者叠加在一起，其值可能超过Ｍ哽；既丌的额定电压，所以必须在开关管的ＤＳ极增加钳位电路和吸收电路，用以保护功率Ｍ瞪；Ｈ『ｒ不被损坏。Ｒ。、Ｒｚ、Ｃ１、聩与Ｒ、Ｒ５、ｃ３、Ｄ４构成了两个开关管的缓冲电路，Ｄ３和Ｄ４选用超快恢复管，其最大反向耐压值为７００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。 输出部分采用半波加续流二极管整流，二极管选用超快恢复ＭＵＲ８２０，额定值为８Ａ／２００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。 ３控制电路的设计 ＵＣ３８４４电流ＰＷＭ模式集成控制芯片广泛用于中小功率的１３（３－１３（３开关电源，ＵＣ３８４４内部主要由５．０Ｖ基准电压源、振荡器、降压器、电流检测比较器、ＰＷＭ锁存器、高增益Ｅ／Ａ误差放大器和用于驱动功率ＭＯＳＦＥＴ的大电流推挽输出电路等 图１由ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源 构成，启动／关闭电压阀值为１６ｖ／１０Ｖ，输出最大占空比为５０％，工作频率０～５００ｋＨｚ，驱动能力达士１Ａ。 Ｒ２ Ｒ４ 图２ＵＣ３８４４的典型外部接线图 ＵＣ３８４４典型外围电路如图２所示。ＵＣ３８４４的内阻大约３０ｋ，它的启动电压可以由主电路输入电压经过Ｒｔ、Ｒｚ、Ｒ。、Ｒ（芯片内阻）分压而得到，由图２可以知道，Ａ点电压的计算公式为： ＵＡ２ｉ孺Ｒｌ‰ ＵＣ３８４４的启动电压为１６Ｖ，式中Ｒ一３０ｋ，Ｒ２—２０ｋ，Ｒ４—４．７ｋ，可计算出，当Ｒ－一３００ｋ时，％一４００Ｖ电路开始工作。ＵＣ３８４４启动时电流不到ｌｍＡ，启动过程中电阻Ｒ－所消耗的功率大约为： Ｐｅａ＝ｒ×Ｒ１一（１０－３）２×３００×１０３—０．３Ｗ在双管正激变换器中，两开关管是同步的，因此采用变压器分两路来同时给开关管驱动信号，接线如图３所示。ＵＣ３８４４正 ?１８９?
多路输出直流稳压电源课程设计
模电课程设计 题目: 多路输出直流稳压电源的设计仿真与实现学院：信息工程学院专业：通信工程学号：0121103490216 姓名：柯一凡 任课教师：王晟 2013年1月17日
任务书 要求完成的主要任务: （1）设计任务 根据技术要求和已知条件，完成对多路输出直流稳压电源的设计、装配与调试。 （2）设计要求 ①要求设计制作一个多路输出直流稳压电源，可将220V/50Hz交流电转换为多路直流稳 压电源 输出：±12V/1A，±5V/1A，+5V/3A一组可调正电压。 ②选择电路方案，完成对确定方案电路的设计。计算电路元件参数与元件选择、并画出 总体电路原理图，阐述基本原理。（用画电路原理图并实现仿真） ③安装调试并按规范要求格式完成课程设计报告书。 时间安排： 1、2013 年1月17日至2013年1月21日，完成仿真设计、制作与调试；撰写课程设 计报告。 2、2013 年1月22日提交课程设计报告，进行课程设计验收和答辩。 指导教师签名：年月日 系主任（或责任教师）签名：年月日
目录 1.摘要 (4) abstract (4) 2.课程设计内容及要求 (5) 2.1设计的初始条件及主要任务 (5) 2.1.1设计的初始条件 (5) 2.1.2设计任务要求 (5) 2.2设计思路 (5) 3.设计原理 (6) 3.1电源变压器 (6) 3.2整流电路 (6) 3.3滤波电路 (7) 3.4稳压电路 (11) 4.电路元件选择 (13) 4.1集成稳压器的选择： (13) 4.1.1输出电压固定的集成稳压器的选择 (13) 4.1.2输出电压可调的集成稳压器的选择 (13) 4.2电源变压器的选择 (14) 4.3集成整流桥及滤波电容的选择 (14) 5.整体电路图 (15) 6.选用仪器清单及其型号 (15) 7.电路模拟与仿真 (18) 7.1仿真过程及记录 .............................................................................................................. 错误！未定义书签。 7.2.1参数测试分析 (20) 7.2.2波形分析 (20)
双管正激变换器设计之一变压器篇(1.2KW)
1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计 正激变换器通常使用无气隙的磁芯，电感值较高，初次级绕组峰值电流较小，因而铜损较小，开关管峰值电流较低，开关损耗较小，其高可靠高稳定性使得其在很多领域和苛刻环境得到应用.下面举例给大家分享下对正激变换器的设计方法： 规格： 输入电压Vin=400V（一般在输入端会有CCM APFC将输入电压升压在稳定的DC400V左右） 输出电压Vout=12V 输出功率Pout=1200W 效率η=85% 开关频率Fs=68KHz 最大占空比Dmax=0.35 第一， 第一，选择磁芯的材质 选择高μ低损，高Bs材质，一般常采用TDK PC40或同等材，其相关参数如下： 因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB 的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%（Bs-Br）, ΔBc 选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%（Bs-Br），则最大磁通变化量ΔB=（390-55）*0.6=201mT,即0.201T 第二，确定磁芯规格 根据公式AP=Aw*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*Fs*J*Ku) 其中: Aw为磁芯的铜窗口截面积（cm2），Ae为磁芯的有效截面积（cm2），Ps为变压器的视在功率（W），J为电流密度（A），Ku为铜窗口占用系数 对正激变换器，视在功率Ps=Pout/η+Pout 电流密度J根据不同的散热方式取值不同，一般采用300~600A/cm2,此处考虑到趋肤效应采用多股纱包线，取600A/cm2 铜窗口占用系数Ku取0.2 ΔB=0.20T，J=600A/cm2,Ku=0.2 代入公式得AP=[(1200/0.85+1200)*104]/(2*0.201*68*103*600*0.2)=7.962cm4 查磁芯规格书，选用磁芯ETD49,其相关参数如下： ETD49的AP=Aw*Ae=375*213=79875mm4=7.9875cm4<7.962cm4,即,OK。 第三，计算匝比、匝数 1. 根据公式N=Np/Ns=Vin/Vout=(Vin*Dmax)/(Vo+Vf) 其中Vf为输出二极管正向压降，取0.8V 得匝比N=（400*0.35）/(12+0.8)=10.9375, 取匝比N=11验算最大占空比Dmax， 最大占空比Dmax=N(Vout+Vf)/Vin=11*(12+0.8)/400=0.352 2. 根据公式Np=Vin*Ton/(ΔB*Ae) 导通时间Ton=Dmax*Ts,周期Ts=1/Fs*106 得初级匝数 多路输出开关电源的设计及应用原则 1 引言 对现代电子系统，即便是最简单的由单片机和单一I/O接口电路所组成的电子系统来讲，其电源电压一般也要由＋5V，±15V或±12V等多路组成，而对较复杂的电子系统来讲，实际用到的电源电压就更多了。目前主要由下述诸多电压组合而成：＋3.3V，＋5V，±15V，±12V，－5V，±9V，＋18V，＋24V、＋27V、±60V、＋135V、＋300V、－200V、＋600V、＋1800V、＋3000V、＋5000V（包括一个系统中需求多个上述相同电压供电电源）等。不同的电子系统，不仅对上述各种电压组合有严格的要求，而且对这些电源电压的诸多电特性也有较严格的要求，如电压精度，电压的负载能力（输出电流），电压的纹波和噪声，起动延迟，上升时间，恢复时间，电压过冲，断电延迟时间，跨步负载响应，跨步线性响应，交叉调整率，交叉干扰等。 2 多路输出电源 对于电源应用者来讲，一般都希望其所选择的电源产品为“傻瓜型”的，即所选择的电源电压只要负载不超过电源最大值，无论系统的各路负载特性如何变化，而各路电源电压依然精确无误。仅就这一点来讲，目前绝大多数的多路输出电源是不尽人意的。为了更进一步说明多路输出电源的特性，首先从图1所示多路输出开关电源框图讲起。 从图1可以看到，真正形成闭环控制的只有主电路Vp，其它Vaux1、Vaux2等辅电路都处在失控之中。从控制理论可知，只有Vp无论输入、输出如何变动（包括电压变动，负载变动等），在闭环的反馈控制作用下都能保证相当高的精度（一般优于0.5％），也就是说Vp在很大程度上只取决于基准电压和采样比例。对Vaux1，Vaux2而言，其精度主要依赖以下几个方面： 1）T1主变器的匝比，这里主要取决于Np1：Np2或Np1：Np3 2）辅助电路的负载情况。 辽宁工业大学 模拟电子技术基础课程设计（论文）题目：多路输出直流稳压电源 院（系）： 专业班级 学号： 42 学生姓名： 指导教师：（签字） 起止时间： 2014.6.30-2014.7.11 课程设计（论文）任务及评语 院（系）：电子与信息工程学院教研室：电子信息工程 注：成绩：平时20% 论文质量60% 答辩20% 以百分制计算 摘要 在当今社会，几乎所有的电子设备都需要有稳衡的电压供给，才能使其处于良好的工作状态。家用电器中的电视机、音响、电脑尤其是这样。电网电压时高时低，电子设备本身耗供电造成不稳定因素。其中直流稳压电源有很多优异的特性，直流稳压电源的供电电源大都是交流电源，当交流供电的电压或负载变化时，稳压器的直流输出电压都会保持稳定。直流稳压电源随着电子设备向高精度、高稳定性和高可靠性方向发展，对电子设备的供电电源提出了高的要求，为获得可靠的直流稳压电源，一个经济可行的办法是把我国用的220V或380V的市电通过一定办法转换为我们所需的直流电，所以直流稳压电源对于我们的模电课程学习来说十分重要，一个稳定可靠的直流稳压电源是今后我们学习、设计其他电路的保证。 直流稳压电源是由隔离变压器、整流滤波电路、进口集成控制电路、功率管或模块调整电路所组成，具有体积小，重量轻，性能稳定可等优点，电压从零起连续可调，可串联或关联使用，直流输出纹波小，稳定度高，稳压稳流自动转换、限流式过短路保护和自动恢复功能，是大专院校、工业企业、科研单位及电子维修人员理想的直流稳压电源，因此制作出能稳定输出±15V，±12V、±5V，电流小于等于500ma的直流电源，意义非常重大。 本文介绍了一种采用集成稳压器制作多路输出直流稳压电源的方法，主要阐述了如何运用集成稳压器，电源变压器，整流管与滤波电容完成规定任务的设计方法，重点叙述了整体设计的工作原理，相关元件的选定思路，电路具体调试过程，最后达到课程设计的具体要求。 关键词：变压；整流；滤波；集成稳压 多路输出反激变换交叉调整率的改善 Joe Marrero 国半电源管理部首席工程师 Hqeepower 译 摘要： 交叉调整率严重限制了反激变换在多路输出中的应用。本文提出了一种通过增加副边小电感来改善交叉调整率的方法。这些小电感用于控制在主开关关断期间副边电流的变化率。通过对电流变化率的控制，从而提供多路输出反激变换的线性交叉调整率和负载交叉调整率。 简介： 理论上来讲反激变换的交叉调整率比正激变换好，但由于正激变换后边多增加了一个储能电感。因此，实际上正激变换的交叉调整率比反激的好。由于在开关管开通期间，原边电流不断的上升，在Ton结束时达到峰值Ip。这个电流在开关断开的瞬间，会被传递到副边。理解交叉调整率非常重要的一点是，传递到副边的电流是如何被副边的多路输出所分配的。文中会指出最初传递到副边电流的大多数会传递到漏感最小的那一路输出。如果这一路没有用做开关管PWM 的反馈控制，那么它的峰值就会很高。相反，如果这一路用于开关管PWM的反馈控制，那么其他路的输出就会受到降低。 另外一个于交叉调整率相关的非常重要的特征就是非反馈绕组输出的匝数。具体来讲，为了保正输出电压在规定的误差范围内，需要增加或减少他们的匝数或者是调节反馈反馈绕组的输出。为了使所有的输出在一定的误差范围内，这必然会增加调试的时间。在许多情况下，往往需要增加额外的线性或开关稳压电路来解决由于交叉调整率带来多路输出电压不能达到规定误差范围内的问题。 双路输出的交叉调整率 为了弄清楚当开关管关断时，电流传电是怎样分配的这样一个问题，我们把没有参加反馈的第二路输出Vo2反射到参加反馈的第一路输出Vo1中去，参见图1 和图二。 这里假设第二路输出的漏感是第一路输出漏感的两倍。即Ll2=2Ll1. 我们注意到，如果Vd1=Vd2=Vd,那么，在漏感两端产生的压降是相等的。其两端的压降为Vo=Vs-(Vo1+Vd). 那么只要，主开关管一关断，电流就会按照法拉第定律分配：（公式见原文，建议自己推一下） 1 引言 随着科学技术的不断发展，对设备的状态的检测要求越来越高，从而要求测试设备能够提供高精度的准确测试。要实现高精度的准确测试，测试设备中的电压信号经过电路后要提供准确的电压值，这就对电源模块的准确度提出了很高的要求。 在某测试设备的研制过程中，为了完成测试任务，该设备需要多种直流电压信号，并且要求能够对部分电压信号的输出进行控制。通过分析发现，该测试设备提供给电源模块的空间很小，且三路直流电压输出通过外部高低电平进行控制，现有的电源模块无法满足这一需求;为了解决这一问题，设计了一种输出电压可控的直流电源模块，用来为测试设备提供±12 V、+5 V、+9 V和+6 V 直流电压信号输出，同时能够根据控制信号输入端电压的高低实现对±12 V 和+5 V 电压信号的输出控制，并具有过欠压保护和六路光耦输出控制等功能。该模块的实现为需要以上直流电压信号的测试设备提供稳定可靠、高精度的电源，满足了电压可控的需求。 2 总体方案设计 该电源模块的系统结构图如图1所示，可以看出，220 V交流电压信号输入后，首先经过滤波电路模块进行滤波，然后分两路实现交直流变换，一路直接经过整流桥得到+300 V直流电压信号，在通过DC/DC 变换为±12 V和+5 V直流电压信号;另一路经过10:1的变压器降压后再利用整流器进行整流，得到23 V 直流电压信号，并分别利用直流电压集成稳压器产生+9 V和+12 V电压，+9 V为基准电压源供电，与配套电路一起产生相应的直流电压信号用来作为控制电路中的基准信号，同时为指示灯提供正电压。控制保护电路主要分为控制电路和过欠压保护电路，控制电路主要是用来实现对可控直流电压的输出控制，而过欠压保护电路主要是用来实现对过欠压保护，起到必要时保护三个DC/DC的作用。 引言 双管正激变换器开关管的电压应力等于输入电压，关断时也不会出现漏感尖峰，加上结构简单、可靠性高，在高输入电压的中、大功率场合得到广泛的应用。 在开关电源的设计过程中，控制环路设计的优劣关系到系统的稳定与否。对于PWM变换器的控制环路，传统的方法使用状态空间平均法，求出小信号模型，来设计控制环路。此方法计算量大，效率低，不利于工程应用。 SABER与其他仿真软件相比，具有更丰富的元件库和更精确的仿真描述能力，真实性更好。特别是在电源领域的先天优势，借助其强大的仿真功能缩短电源产品的上市时间。目前，用SABER软件设计控制环路尚不多见，基于此，提出用SABER仿真设计双管正激参数及控制环路。 1 电路结构 双管正激拓扑结构如图1所示，工作原理为：VT1、VT2同时导通，同时关断;VT1与VT2导通时，电源经高频变压器T，快恢复二极管VD3向负载输出能量，经L给C充电;VT1与VT2关断时，输出电流由快恢复二极管VD4续流，同时变压器原边绕组的励磁电流经VD1-UiN-VD2向电源反馈能量。由于VD1与VD2的箝位，VT1与VT2的开关应力等于电源电压。与单管正激电路相比，多用一个开关管，电压应力为单管的一半，不存在漏感尖峰，变压器无需磁通复位绕组，适用于较高输入电压的中、大功率等级场合。 2 控制环路的设计方法 系统稳定的条件：系统回路开环BODE图，在剪切频率处幅值斜率为-20dB/dec，且至少有45°的相位裕度。 控制环路的设计步骤： (1)根据应用要求设计主电路。 (2)由SABER仿真器得出主电路的BODE图。 (3)根据实际要求和限制条件确定剪切频率ωc，对电源产品，剪切频率通常为开关频率的1/4或者1/5。 (4)根据系统稳态精度的要求及剪切频率决定补偿放大器的类型和各频率点。使低频段增益高，一般电源产品的低频段设计成I型系统，以保证稳态精度;中频段带宽处的斜率为-20dB/dec，且有足够的相位裕度(即y>45°);高频段增益衰减快，减少高频干扰;用SABER得出补偿后环路的开环频响曲线，验证系统的稳定性。 3 主电路参数设置 由于主电路输出滤波器参数关系到控制环路的设置，补偿器应根据输出滤波参数进行调整。本文以一台250W电源实例说明控制环路的设计。 1)主要技术要求 输入：AC220V(DC=265V(220～310V)) 输出：48V 0.5～5A; 波纹电压：0.1V; 波纹电流：1A; 效率：≥0.85;开关频率：100kHz; 变压器原副边比n=2;Uout=48.85V(二极管); 占空比： 2)输出滤波参数 输出滤波器按照要求的纹波电流与纹波电压值来设计，纹波电流决定电感值，纹波电流与纹波电压共同决定电容值。 (1)滤波电感 流经滤波电感电流波形如图2所示，纹波电流峰峰值取决于允许的最小电流值，当负载电流小于0.5A时，进入电流断续模式。 为防止变换器进入断续模式，在Toff期间，流经L的电流不能降到零。 多路输出反激式开关电源设计 摘要:以UC3844芯片为控制核心，设计并制作了多路输出反激式开关电源。完成了多路输出反激式开关电源系统设计，完成具体模块电路详细设计，包括 EMI 滤波电路、前级保护和整流桥电路、缓冲吸收电路、高频变压器、UC3844的启动与驱动电路、电流检测和过流保护电路等。合理选择、设计和分配了开关电源各电路参数；设计出电路原理图，根据设计规范制作出 PCB，并组装出电源样机，最后对设计的样机进行测试验证。 开关电源样机输出电压稳定性较高，输出电压纹波较小，符合设计规范小于80mV 的要求；样机整体测试结果表明，电源各项指标均符合要求，输出稳定，性能较好。 关键词：开关电源；反激式；UC3844；模块化 Design of Multi-output Flyback Switching Power Supply Abstract: It was designed and produced a set of multiple output fly-back switching power supply, using the chip UC3844 as the control core. The design of the system and specific module circuits was completed. The module circuits include EMI filter circuit, level protection and bridge rectifier circuit, snubber circuit, high frequency transformer, start and drive circuit of UC3844, current sensing and over-current protection circuit. The parameters of switching power supply circuit were chose, designed and distributed reasonably. According to the schematic circuit design and design specifications, we produced the PCB, and assembled the prototype of power supply, also finished the test in the final. The higher stability of the output voltage of the switching power supply prototype, the output voltage ripple is small, meet the design specifications to the requirements of less than 80mV; The prototype of the overall test results show that the power of the indicators are in line with the requirements, output stability, better performance. Keywords:switch power supply；flyback；UC3844；Modular 目录 1 Multisim简介---------------------------------------------------- 2 2背景分析--------------------------------------------------------5 3设计内容和要求-----------------------------------------------5 4电路工作原理分析-----------------------------------------------6 4.1总体原理框图--------------------------------------------- 6 4.2稳压电源的设计方法----------------------------------------6 5 各单元电路原理--------------------------------------------- 7 5.1小功率整流滤波电路------------------------------------ 7 5.2 滤波电路-------------------------------------- ---------- 8 5.3直流稳压电路---------------------------------------------8 6元器件的选择-------------------------------------------------9 6.1选集成稳压器，确定电路形式--------------------------9 6.2选电源变压器--------------------------------------------9 6.3选整流二极管以及滤波电容--------------------------10 7电路仿真------------------------------------------------------11 8稳压电源的安装与调试--------------------------------------11 9元件清单-------------------------------------------------------13 10实验总结--------------------------------------------------------1 6 11参考文献------------------------------------------------------17多路输出开关电源的设计和应用
多路输出直流稳压电源
多路输出反激变换交叉调整率的改善
多路输出直流稳压电源模块设计方案
双管正激参数及控制环路的SABER仿真设计
多路输出反激式开关电源设计
多路输出直流稳压电源的设计