符号同步与采样时间同步
软件无线电知识综合
软件无线电的采样结构基本上可以分为三种：射频全宽带低通采样结构：这种结构的软件无线电，结构简洁，把模拟电路的数量减少到最低程度。
优缺点优点：对射频信号直接采样，符合软件无线电概念的定义。
缺点：（1）需要的采样频率太高，特别还要求采用大动态、多位数的A/D/A 时，显然目前的器件水平无法实现。
（2）前端超宽的接收模式会对整个结构的动态范围有很高的要求，工程实现极为困难。
所以这种结构只实用于工作带宽不太宽的场合。
射频直接带通采样结构：射频带通采样结构的软件无线电可以较好地解决上述射频低通采样软件无线电结构对A/D 转换器、高速DSP 等要求过高，以致无法实现的问题。
优点：与射频全宽带低通采样结构相比最大的不同就是采用的前置滤波器的差异；另外还有A/D 的采样速率不同；最后就是对DSP 的处理速度要求不同。
实现可行性较强。
缺点：前置窄带电调滤波器和高工作带宽的A/D （高性能采样保持放大器）实现起来还是有相当的难度。
另外，本结构需要多个采样频率，增加了系统实现复杂度。
宽带中频带通采样结构：的软件无线电结构与目前的中频数字化接收机的结构是类似的，都采用了多次混频体制或叫超外差体制。
这种宽带中频带通采样软件无线电结构的主要特点是中频带宽更宽（比如20MHz ），所有调制解调等功能全部由软件加以实现。
中频带宽更宽是这种软件无线电与普通超外差中频数字化接收机的本质区别。
本结构类似于超外差无线电台，但常规电台的中频带宽为窄带结构，而本结构为宽带中频结构。
本结构使前端电路设计得以简化，信号经过接收通道后的失真也小，而且通过后续的数字化处理，本结构具有更好的波形适应，信号带宽适应性以及可扩展性。
本结构的射频前端比较复杂，它的功能是将射频信号转换为适合于A/D 采样的宽带中频或把D/A 输出的宽带中频信号变换为射频信号。
数控振荡器(NCO )相乘实现数字混频，NCO 的频率为所需通道的中心频率，使信号的中心频率移至零频，信号由中频变换到基带，并作低通滤波和抽取，从而实现对实值带通信号的复包络正交采样。
LTE培训心得
lte全网架构lte关键技术：? ? ? ? ?频域多址技术（ofdm/sc-fdma）高阶调制与amc（自适应调制与编码） mimo与beamforming（波束赋形） icic（小区间干扰协调） son（自组织网络）mimo系统自适应，就是根据无线环境变化（信道状态信息csi）来调整自己的行为（变色龙行为）。
对于mimo可调整的行为有编码方式、调制方式、层数目、预编码矩阵，要想正确调整就需要用户端做出反馈（cqi、ri 、pmi），从而实现小区中不同ue根据自身所处位置的信道质量分配最优的传输模式，提升td-lte小区容量；波束赋形传输模式提供赋形增益，提升小区边缘用户性能。
模式3和模式8中均含有单流发射，当信道质量快速恶化时，enb可以快速切换到模式内发射分集或单流波束赋形模式。
由于模式间自适应需要基于rrc层信令，不可能频繁实施，只能半静态转换。
因此lte在除tm1、2之外的其他mimo模式中均增加了开环发送分集子模式（相当于tm2）。
开环发送分集作为适用性最广的mimo技术，可以对每种模式中的主要mimo技术提供补充。
相对与tm2进行模式间转换，模式内的转换可以在mac层内直接完成，可以实现ms(毫秒)级别的快速转换，更加灵活高效。
每种模式中的开环发送分集子模式，也可以作为向其他模式转换之前的“预备状态”。
ue要接入lte网络，必须经过小区搜索、获取小区系统信息、随机接入等过程。
ue不仅需要在开机时进行小区搜索，为了支持移动性，ue会不停地搜索邻居小区、取得同步并估计该小区信号的接收质量，从而决定是否进行切换或小区重选。
为了支持小区搜索，lte定义了2个下行同步信号pss和sss。
ue开机时并不知道系统带宽的大小，但它知道自己支持的频带和带宽。
为了使ue能够尽快检测到系统的频率和符号同步信息，无论系统带宽大小，pss和sss都位于中心的72个子载波上。
ue会在其支持的lte频率的中心频点附近去尝试接收pss和sss，通过尝试接收pss和sss，ue可以得到如下信息：（1）得到了小区的pci；（2）由于cell-specific rs及其时频位置与pci 是一一对应的，因此也就知道了该小区的下行cell-specific rs及其时频位置；（3）10ms timing，即系统帧中子帧0所在的位置，但此时还不知道系统帧号，需要进一步解码pbch；（4）小区是工作在fdd还是tdd模式下；（5）cp配置，是normal cp还是extended cp。
ofdm基本原理总结要点
OFDM 基本原理概述设OFDM 信号的符号周期为T ，当N 个子载波的频率之间的最小间N 表示子信道的个数，T 表示OFDM 符号宽度，i d (i =0,1,…,N-1)是分配给每个子信道的数据符号，0f 是第0个子载波载波频率，则从t=s t 开始的OFDM 符号可以表示为100exp 2()(),()0,N i s s s i i d j f t t t t t T s t T π-=⎧⎡⎤+-≤≤+⎪⎢⎥=⎣⎦⎨⎪⎩∑其它 它的等效基带信号是 1()exp 2(),N i s s s i i s t d j t t t t t T T π-=⎡⎤=-≤≤+⎢⎥⎣⎦∑ 式中实部和虚部分别对应于OFDM 符号的同相和正交分量，是集中可以分别与相应子载波的余弦分量和正弦分量相乘，构成最终的子信道信号和合成的OFDM 符号。
信号解调，接收第k 路子载波信号k d 与第k 路解调载波exp[2()]s j t t Tπ--相乘，得到的结果在符号持续时间T 内进行积分，即可获得相应的发送信号k d1^0101exp 2()exp 2()1exp 2()s s s s N t Tk s i s t i N t T i s t i k k i d j t t d j t t dt TT T i k d j t t dt T T d πππ-+=-+=⎡⎤⎡⎤=---⎢⎥⎢⎥⎣⎦⎣⎦-⎡⎤=-⎢⎥⎣⎦=∑⎰∑⎰OFDM 复等效基带信号可以采用离散傅立叶逆变化(IFFT)方法来实现。
令s t =0，t=/kT N (k=0,1,….,N-1)， 即对s(t)以 T/N 的速率进行抽样可以得到12()(/)exp N i i ki s k s kT N d j N π-=⎛⎫== ⎪⎝⎭∑ 01k N ≤≤-式中s(k)即为i d 的IDFT 运算。
接收端为恢复出原始的数据符号i d ，可以对s(k)进行DFT 运算，得到12()exp N i i ki d s k j N π-=⎛⎫=- ⎪⎝⎭∑ 01i N ≤≤-OFDM 文章,时间连续系统模型时，发射机发射的第K 个载波波形时,优----------OFDM 调制举例，假定子载波数量为8，在8个子载波上传送8个二进制数{1 1 1 -1 1 1 -1 1} IFFT 调制为111111111)1)11))2222111111))1)1)111111111811)))1)222211111)1)11))2222j j j j j j jj j j j j j j j j j j j j j jj j j jj j jj ⎡⎢⎢+-+-----⎢⎢----⎢⎢-+-+----⎢⎢⎢----⎢⎢---+-+⎢⎢----------++⎣1111111141))221))1081))221))j jj j j j ⎤⎥⎥⎡⎤⎥⎢⎥⎥⎢⎥⎥⎢⎥⎥⎢⎥⎥-⎢⎥⎥⎢⎥⎥⎢⎥⎥⎢⎥⎥⎢⎥⎥-⎢⎥⎥⎢⎥⎢⎥⎣⎦⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎦⎡⎤⎢⎥+⎢⎥⎢⎥+⎢⎥⎢⎥+=⎢⎥⎢⎥⎢⎥-⎢⎥-⎢⎥⎢⎥-⎢⎥⎣⎦发送端模拟信号s （t ）与接收端的模拟信号r （t ）间的关系可表示为max()()(,)()()(,)()r t s t h t n t s t h t d n t τττττ=*+=-+⎰n(t)表示信道上的加性高斯白噪声，h(t, τ)表示t 时刻信道的冲击响应。
ofdm基本原理总结
OFDM 基本原理概述设OFDM 信号的符号周期为T ，当N 个子载波的频率之间的最小间N 表示子信道的个数，T 表示OFDM 符号宽度，i d (i =0,1,…,N-1)是分配给每个子信道的数据符号，0f 是第0个子载波载波频率，则从t=s t 开始的OFDM 符号可以表示为100exp 2()(),()0,N i s s s i i d j f t t t t t T s t T π-=⎧⎡⎤+-≤≤+⎪⎢⎥=⎣⎦⎨⎪⎩∑其它 它的等效基带信号是 1()exp 2(),N i s s s i i s t d j t t t t t T T π-=⎡⎤=-≤≤+⎢⎥⎣⎦∑ 式中实部和虚部分别对应于OFDM 符号的同相和正交分量，是集中可以分别与相应子载波的余弦分量和正弦分量相乘，构成最终的子信道信号和合成的OFDM 符号。
信号解调，接收第k 路子载波信号k d 与第k 路解调载波exp[2()]s j t t Tπ--相乘，得到的结果在符号持续时间T 内进行积分，即可获得相应的发送信号k d1^0101exp 2()exp 2()1exp 2()s s s s N t T k s i s t i N t T i s t i kk i d j t t d j t t dtT T T i k d j t t dt T T d πππ-+=-+=⎡⎤⎡⎤=---⎢⎥⎢⎥⎣⎦⎣⎦-⎡⎤=-⎢⎥⎣⎦=∑⎰∑⎰OFDM 复等效基带信号可以采用离散傅立叶逆变化(IFFT)方法来实现。
令s t =0，t=/kT N (k=0,1,….,N-1)， 即对s(t)以 T/N 的速率进行抽样可以得到12()(/)exp N i i ki s k s kT N d j N π-=⎛⎫== ⎪⎝⎭∑ 01k N ≤≤-式中s(k)即为i d 的IDFT 运算。
接收端为恢复出原始的数据符号i d ，可以对s(k)进行DFT 运算，得到12()exp N i i ki d s k j N π-=⎛⎫=- ⎪⎝⎭∑ 01i N ≤≤- OFDM 文章,时间连续系统模型时，发射机发射的第K 个载波波形时,优----------OFDM 调制举例，假定子载波数量为8，在8个子载波上传送8个二进制数{1 1 1 -1 1 1 -1 1} IFFT 调制为1111111122221(1)1)11))2222111122221(1))1)1)12222111111118222211)))1)111122221)1)11))j j j j j j jj j j j j j j j j j j j j j jj j j jj j jj ⎡⎢⎢+-+-----⎢⎢----⎢⎢-+-+----⎢⎢⎢----⎢⎢---+-+⎢⎢----------++⎣1111111142(1(21))222(1(21))1082(1(21))222(121))j jj j j j ⎤⎥⎥⎡⎤⎥⎢⎥⎥⎢⎥⎥⎢⎥⎥⎢⎥⎥-⎢⎥⎥⎢⎥⎥⎢⎥⎥⎢⎥⎥⎢⎥⎥-⎢⎥⎥⎢⎥⎢⎥⎣⎦⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎦⎡⎤⎢⎥+-⎢⎥⎢⎥+⎢⎥⎢⎥++=⎢⎥⎢⎥⎢⎥-⎢⎥-⎢⎥⎢⎥-⎢⎥⎣⎦交织插入 导频IFFT串并 转换编码并串 转换数字 调制插入CP及加窗DACRF TX去交织信道 校正FFT并串 转换解码串并 转换数字 解调去除CPADC RF RX 时间和频率同步发送端模拟信号s （t ）与接收端的模拟信号r （t ）间的关系可表示为max()()(,)()()(,)()r t s t h t n t s t h t d n t τττττ=*+=-+⎰n(t)表示信道上的加性高斯白噪声，h(t, τ)表示t 时刻信道的冲击响应。
OFDM系统中的同步技术
r[k]
1
N 1
N 1
y[n]e j2kn N [k, k]d[k] [m, k]d[m]
N k0
m0
mk
[m, k]
L1
l0
Al e j 2 ml N
N
N 1
l [n]e j2 nmk
n0
N
第k个子载波受到的干扰能量
2
N 1
N 1
PICI [k] E
[m, k]d[m]
2 d
[m, k]
m0
m0
mk
mk
[m, k]是子载波m带给k的平均干扰能量
[m, k] E [m, k ]2
E[m, k]2 E [m, k] *[m, k]
1 N 1 N 1 2
传输信号x n 服从均值为0的复高斯过程
信道采用广义平稳不相关散射（WSSUS）模型，用延迟功率谱（ 各径的能量分布）和散射函数（各径的时变特征）表示
假设信道最大多径时延为L个样点（L
N
）,多普勒频偏的
G
IFT为第一类零阶贝塞尔函数，信道第l径的冲击相应为
hn,l All n l
子载波m对子载波k的均值干扰能量为该两子载波间距离的偶函数
矩阵 为对称矩阵，且每个子载波的信干比相同
－频率偏差产生的ICI
将频率偏差对接收信号的影响看成单径乘性衰落，
其等价的信道冲击响应
h[n] e j2n N ,是用子载波间隔归一化的频率偏移
子载波m对子载波k的干扰分量
[m, k]
• OFDM信号的表示
x n
1 N 1 X
FDD-LTE技术整理
一、LTE的驱动力 (2)1.1 引言 (2)1.2 LTE是需求与竞争的产物 (2)二、OFDM技术简介 (3)2.1 OFDM概述 (3)2.2 OFDM原理 (3)2.3 OFDM关键技术 (3)2.3.1 保护间隔和循环前缀 (3)2.3.2 信号同步 (4)2.3.3 降低OFDM信号的PAPR (4)三、MIMO技术简介 (5)3.1 MIMO概述 (5)3.2 MIMO技术优势 (5)3.2.1空间分集 (5)3.2.2空间复用 (5)3.2.3 波束成形 (5)3.3 LTE中的MIMO模式 (5)四、FDD-LTE技术原理 (6)4.1 FDD-LTE的基本原理 (6)4.2 速率比较 (6)4.3 FDD-LTE与TDD-LTE的区别 (6)4.4全球商用情况 (7)五、FDD-LTE物理层概述 (8)5.1总体协议架构 (8)5.2物理层功能 (8)5.3 FDD-LTE物理层帧结构 (9)5.4物理信道 (9)5.4.1 上行信道和上行信号 (9)5.4.2 下行信道和下行信号 (10)5.5 信道映射关系 (12)5.5.1 传输信道与物理信道的映射 (12)5.5.2 逻辑信道和传输信道的映射 (13)5.5.3 三种信道总体的映射关系 (13)5.6 物理层过程 (14)5.6.1 小区搜索 (14)5.6.2 功率控制 (16)5.6.3 随机接入过程 (17)六、LTE 业务 (18)6.1 移动高清多媒体业务 (18)6.2 实时移动视频监控 (19)6.3 移动接入的远程医疗系统 (19)6.4 高清视频即摄即传 (19)本文如无特别说明LTE协议均为R10版本。
一、LTE的驱动力1.1 引言移动互联网是目前信息化时代最具时代特征值的技术，移动互联网是通信产业与传统的IT产业的交汇和融合，是信息技术IT(Information Technology)产业向通信技术CT (Communication Technology)产业的渗透。
光正交频分复用中的定时同步方法
・
３ ６・
西 安
邮 电 学
院
学 报
２１ 年 １ 月 ０１ １
是利用传输信 号本 身具有 的统计信息进行 同步估 来描述接收信号 中两个相距 Ｎ ２ 的长度为 Ｎ ２ ／点 ／ 计， 如最大似然估计法［和差分法 ， ６ ］ 其优点是系统频 的数据段之间的相关性 。ｄ表示长度为 Ｎ 的滑动
正交频分复用 （ ｒ ｏｏ ａ Ｆ ｅｕｎｙＤｖｓ ｎ Ｏ ｔ ｇ ｎ ｌ ｒｑ ｅｃ ｉ ｉ ｈ ｉｏ Ｍｕｔ ｌｘｎ ＯＦ Ｍ ） 一 种 多载 波 调 制 技 术 ， ｌｐｅ ｉｇ， Ｄ 是 ｉ 基 本思想是将信道分成若干正交子 信道 ， 将高速数据
感［。 － Ｆ Ｍ 系统中， ２ ＯＯ Ｄ ］ 引入 相位噪声 的因素有非 线性［ 、 ３ 群速率色散［以及光器件的相位噪声等， ］ ４ ］ 其
标 准 下 传 榆 ８ ０ ｍ 以上 。 ０ｋ
关键词 ： 时同步 ；ｃｍｄ＆Ｃ ｘ算法； 定 Ｓｈ ｉ ｌ ｏ 光通信 ； 交 ７ ＴＮ １． 文献标识码 ： Ａ 文章编号 ：０ ７ ２ ４ ２ １ ）６ ０ ３ —０ １０ —３ ６ （０ １Ｏ — ０ ５ ４
中色散为主要因素 ， 而色散是信号迟延引起的， 通过 同步算法计算出信号迟延， 从而可 以对信号进行迟 延补偿。故色散问题也可归结为信号同步问题 。 符号定时同步算 法有 Ｓｈ ｉ ￣Ｃ ｘ Ｓ ） ｃｍ ｄ ｏ （ ＆Ｃ 算 ｌ 法 、 ｎ 算法和 Ｐ ｒ Ｍｉｎ ａｋ算法等［ 其 中 Ｓ Ｌ 引， ８Ｃ算法较
Ｔ 时间发 出一个符号 ， Ｓ 接收端也在 一个 时钟控制 下， 每隔 Ｔ 时间进行一次采样， ｓ 然后判决 出所发送
的码元 ， 持这两 个 时钟 的一致性 就是符 号 同步 。 保
OFDM在短波通信中的应用
OFDM在短波通信中的应用OFDM在短波通信中的应用摘要：介绍了当前短波（HF）通信中串行、并行两种体制的最新发展现状，着重讨论了正交频分复用（OFDM）技术在HF通信中的实际应用，最后指出在短波通信中采用OFDM体制需要解决的几个关键性问题。
关键词：短波 OFDM 串行调制解调器并行调制解调器卫星通信和短波（1.5～30MHz）通信是目前远距离通信的两种主要手段。
对军事通信而言，卫星在战争期间易被干扰或阻塞，甚至被摧毁而失去通信能力，因此，就通信的顽存性、机动性和灵活性而言，短波通信具有无可比拟的优越性。
其发射功率小，设备简单，通信方式灵活，抗毁性强，以电离层为传输媒质，而电离层基本具有不可摧毁性，传输距离可达数千公司而不需要转发。
这些优点使短波通信成为军事部门及其它机构远距离通信和指挥的重要工具。
此外，在海上通信和机载通信中短波通信占有重要地位。
潜艇、水面战舰、远洋商船、渔轮和科考船队通常都配备短波电台与外界建立通信联系，而且海上通信对数据传输的速度要求越来越高，有力地推出了海上短波通信技术的发展。
机载短波、超短波通信是航空通信的重要手段，特别当飞机要进行低空、超视距和远距离通信而又缺乏现代预警机与机载卫星通信系统时，机载短小、超短波通信成了唯一的通信渠道。
1 短波通信中传输高速数据信号的调制技术短波传输分为天波和地波两种方式。
对天波传输方式而言，短波信道是一种时变色散的信道，它利用电离层的反射传送信息。
由于电离层是分层、不均匀、各向异性、随机、有时空性的介质，因此短波信道存在多径时延、衰落、有时空性的介质，因此短波信道存在多径时延、衰落、多普勒频移、频移扩散、近似高斯分布的白噪声和电台干扰等一系列复杂现象。
此外对现代短波通信系统，信道大多数具有频率的选择性，多径传输产生了信号的相干衰落与符号干扰，短波通信的性能在很大程度上取决于系统设计对信道传输补偿的效果。
短波信道通常情况下是一种缓慢变化的信道，多径延迟典型值2～8ms，多普勒频率扩展的典型值0.1Hz，多普勒频移在0.01～10Hz范围内变动，在高纬度地区多径延迟可达13ms以上，多普勒扩展可达73Hz。
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经过匹配滤波器的接收 信号为： rl t I n h t nT z t
n 0
其中：h t g ct d ，为通道时域响应
c(t)为通道响应函数，在本节的讨论中考虑为(t)函数
14
接收滤波器的输出为： y t I n xt nT wt
27
对数似然函数
2 T L ln cosh r t cos2f c (t )dt N 0
对数据序列求平均
L ln coshCyn
n
28
对于较小 x, 有
1 2 ln cosh x x 2
1 2 2 L C yn 2 n
22
似然函数
L CL r t st; dt
T0
上式写作
L C L I n r t g t nT dt C L I n yn
n n T0
其中
yn rt g t nT dt
• OFDM系统的采样时刻偏差的问题 • OFDM系统的采样时刻偏差的纠正
39
OFDM系统同步问题分析
•符号同步：找到FFT时间窗的起始时刻； •采样同步：纠正发射机与接收机采样频率的偏差； •载波同步：纠正发射机与接收机的载波频率偏差。
符号同步
• 符号同步的目的是得到FFT块的起始点 • 一般来讲利用CP的信号特点进行符号同步 • CP内的符号是不用来作解调的
15
1 可以表示为：yk x0 I k x0
n 0 nk
v I x n k n k n 0 nk
令 x0 1，则有：yk I k I n xk n vk
其中，第一项为原始发送信号，第二项为符号之间的干扰
符号间干扰：
2
3
7
收端采样点与发端正确采样点的偏差随时间变化：, 2, 3…
采样频率偏差模型：收发端采样时钟存在偏差
t
Ti：收端采样时间间隔；Ts：发端采样时间间隔；
8
采样时刻偏差实例： ----红色和蓝色分别代表发端和收端信号
0.8 0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6
-0.8
0
2000
•
缺点：占有带宽大
②
•
• •
进行信号编码（某些部分响应信号可以减少由采样 时刻偏差引起的符号间干扰）
P(D) = (1 + D) (good for ISI)
P(D) = (1 – D) (not good) P(D) = (1 – D)(1 + D) = 1 – D2 (good for ISI and DC offset)
收端信号Y(l)与发端信号X(l)相比旋转了与m值有关的角度
32
早-迟 门同步器
33
早-迟 门同步器
34
似然函数
d L L L d 2
35
载波相位和符号定时的联合估计
1 * * A jB I n yn jJ n xn N0 n
L , A cos B sin
5
20 20
减小符号间干扰的方法二：采样时刻偏差的纠正
目标：将接收信号的采样时钟同步到发射信号上， 以消除收/发端的采样时刻偏差 模块名称：采样时钟同步
同步方法如下： •发射机和接收机都同步到一个主时钟。 #延迟产生问题 ：即收发信号位于不同地址位置 产生的传输时延 •发射机发送时钟频率是 1/T 或<1/T的倍频信号。 #简单易行 #占用有用信道带宽，传输时钟信号 •从接收的信号中提取时钟信号。 #进行接收信号的时钟估计， #这是最为常用的方法
21
采样时刻估计方法--最大似然的定时估计
对于基带 PAM，设接收信号为
rt st , nt
其中
st , I n g t nT
n
• 这种方法需要利用已知信号In作为训练序列 • 如果不想使用已知序列，则采用面向判决定 时估计，则把传输的序列经判决后当作已知 的数据
T0
23
ML 估计的必要条件
d L d In r t g t nT dt T0 d d n d I n yn 0 d n
r( t ) In
Matched filter
d .. d
Sampler
பைடு நூலகம்
summation
假设收端端采样时刻与发端相差m个样点，则第l个子载波上的信号为：
1 N 1 N 1 2 2 Y (l ) X (k )exp j exp ln n m k j N n 0 k 0 N N 1 N 1 2 N 1 2 X (k )exp j mk exp j n k l N k 0 N k 0 N 1 2 X (l )exp j ml .N N N 2 X (l )exp j ml N
I x
n 0 nk
n k n
• 当系统不存在采样时刻偏差时，符号间干扰为 0 • 当采样时刻偏差不为 0，符号间干扰存在 • 符号间干扰信号为加性干扰，影响系统误码率
16
减小符号间干扰的方法一：信号波形设计法
①
•
设计边瓣尽可能低的滤波器，如使用 值较大的升 余弦滤波器
优点：有采样时钟偏差时 ISI 小
VCC
24
VCC: 压控时钟，根据输入电压值调整时钟的相位 累加器：相当于低通滤波器
因为在 的估计中使用了已检测信息序列{In} ， 所以该估计是面向判决的
该方法同样适用于 QAM ， PSK 调制
25
非面向判决定时估计 将似然比在信息符号的 pdf 上求平均 , 然后计算其 最大值
BPSK 信号:
其中
yn rt g t nT dt
* T0
xn rt w t nT dt
* T0
36
, A sin B cos 0
, A B cos sin 0
n 0
式中 x(t ) 表示接收滤波器对输入 脉冲 h(t ) 的响应； 在 t T 时刻抽样，且令x0 1，则有： y k I n xk n vk
n 0
或：yk I k I n xk n vk
n 0 nk
xk为发射滤波器和接收滤波器共同合成的响应函数的采样结果 任何一个采样点yk是由所有传输的Ik以及通道的xk共同构成的 符号间干扰！！
– 收发端采样时钟频率相同，但采样时间点存在固定偏差
• 一次同步即可修正该时间偏差
– 收发端采样时钟频率存在误差，因此采样时间偏差不固 定
• 不停的修正/跟踪采样时间偏差
5
采样时钟频率相同，采样点时刻偏差
不 加 噪 声 时 在 接 收 端 通 过 低 通 滤 波 器 后 的 眼 图 5 4 3 2
4000
6000
8000
10000
12000
14000
偏差开始（A点）
偏差逐渐加大（B点） 9
偏差开始（A点）--采样时刻偏差开始时比较小
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4 -0.6
300
400
500
600
700
800
900
1000
1100
1200
10
偏差逐渐加大（B点）– 随着时间的增加而增大
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6 1.18 1.19 1.2 1.21 1.22 1.23 1.24 1.25 1.26 1.27 x 10
4
11
• 采样时刻偏差对单载波系统的影响
12
对单载波系统的影响
采样时刻偏差导致信号之间产生码间干扰
13
采样时刻偏差的理论描述
设发送的信号表示为： v t I n g t nT
数字通信 (第十一讲) 接收信号的时间同步
2015 Yuping Zhao (Professor) 赵玉萍 Department of Electronics Peking University Beijing 100871, China email: yuping.zhao@
1
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OFDM系的符号同步问题
Symbol
Symbol
h(t)
OFDM Symbol s(t)
Same signals
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OFDM系统同步问题分析__符号同步偏差
接收端采样信号为：
x m , x m 1 ,...x 2 , x 1 , x 0 , x 1 ,..., x N m 2 , x N m 1 循环前缀
1 1 p A A 1 A 1 2 2
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p AdA
1 2 T exp r t cos2f c (t ) dt 2 N 0 1 2 T exp r t cos2f c (t ) dt 2 N 0 2 T cosh r t cos2f c (t ) dt N 0
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对单载波系统的影响
采样时刻偏差导致信号之间产生码间干扰
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