《模拟集成电路设计》复习
CMOS模拟集成电路设总复习
I VT ln(n) R1
Vout
mR2 R1
VT
ln(n) VEB3
Vout 2 ln(n) k VEB3 2m ln(n) 8.67 102 2.2 0
T
q T
只要满足右式的所有m，n均可 mln(n) 12.7
知识点
1.MOS器件原理 2.电流镜 3.带隙基准 4.反相器（三种类型） 5.差分放大器 6.共源共栅放大器 7.输出放大器 8.运算放大器
0.7
0.91V
M1饱和：VDS1 VGS1 VT
Vb VGS2 VGS1 VT
Vb VGS1 VGS2 VT
2I REF
K ' (W / L)2
2I REF K '(W / L)1
VT
2 0.1103
2 0.1103
110106 40 0.7 110106 40
1.11V
例题
L
COX
OX
tOX
K': 跨导参数
K ' COX 0
MOS管的大信号模型
饱和区电流（以NMOS为例）：
iD
K'
W 2L
(vGS
VT
)2
线性区电流（以NMOS为例）：
iD
K'W L
[(vGS
VT
)
( vDS 2
)]vDS
PMOS的饱和区和线性区电流表达式？
小信号模型
MOS管的小信号模型
输出电阻
VSG3 VDD VICmax VTN 2.5 2 0.7 1.2
VSG3
K 'P
2ID (W /
L)3
| VTP
| 1.2
模拟集成电路设计_复习大纲
《模拟集成电路设计》复习大纲一、 概念：1. 密勒定理：如果将图（a ）的电路转换成图（b ）的电路，则Z 1=Z/(1-A V )，Z 2=Z/(1-A V -1)，其中A V =V Y /V X 。
这种现象可总结为密勒定理。
2. 沟道长度调制效应：当栅与漏之间的电压增大时，实际的反型沟道长度逐渐减小，也就是说，L 实际上是V DS 的函数，这种效应称为沟道长度调制。
3. 等效跨导Gm ：对于某种具体的电路结构，定义inDV I ∂∂为电路的等效跨导，来表示输入电压转换成输出电流的能力，跨导的表达式4. N 阱：CMOS 工艺中，PMOS 管与NMOS 管必须做在同一衬底上，若衬底为P 型，则PMOS 管要做在一个N 型的“局部衬底”上，这块与衬底掺杂类型相反的N 型“局部衬底”叫做N 阱。
5. 亚阈值导电效应：实际上，V GS =V TH 时，一个“弱”的反型层仍然存在，并有一些源漏电流，甚至当V GS <V TH 时，I D 也并非是无限小，而是与V GS 呈指数关系，这种效应叫亚阈值导电效应。
6. 有源电流镜：像有源器件一样用来处理信号的电流镜结构叫做有源电流镜。
7. 输出摆幅：输出电压最大值与最小值之间的差。
8. 放大应用时，通常使MOS 管工作在饱和区，电流受栅源过驱动电压控制，我们定义跨导来表示电压转换电流的能力。
9. 在模拟集成电路中MOS 晶体管是四端器件 10. 源跟随器主要应用是起到什么作用？11. λ为沟长调制效应系数，λ值与沟道长度成反比，对于较长的沟道，λ值较小。
12. 饱和区NMOS 管的电压条件及其其沟道电流表达式。
13. 共源共栅放大器结构的一个重要特性就是输出阻抗很高，因此可以做成恒定电流源。
14. MOS 管的主要几何参数15. 共模输入电平的变化会引起差动输出发生改变的因素有哪些？ 16. MOS 管的电路符号17. 增益小于1的单级放大器 18. N 阱和P 阱的概念19. MOS 管的二级效应的表达式，比如沟道长度调制效应、体效应、亚阈值效应 20. 按比例缩小理论：恒定电场、恒定电压、准恒压21. 采用电阻负载的共源级单级放大器其小信号增益Av 表达式 22. 在差动放大器设计中CMRR23. 带源极负反馈的共源级其小信号增益的表达式 24. 图示电路的小信号增益表达式。
模拟集成电路复习
1、 研究模拟集成电路的重要性：（1）首先，MOSFET 的特征尺寸越来越小，本征速度越来越快；（2）SOC 芯片发展的需求。
2、 模拟设计困难的原因：（1）模拟设计涉及到在速度、功耗、增益、精度、电源电压等多种因素间进行折衷，而数字电路只需在速度和功耗之间折衷；（2）模拟电路对噪声、串扰和其它干扰比数字电路要敏感得多；（3）器件的二级效应对模拟电路的影响比数字电路要严重得多；（4）高性能模拟电路的设计很少能自动完成，而许多数字电路都是自动综合和布局的。
3、 鲁棒性就是系统的健壮性。
它是在异常和危险情况下系统生存的关键。
所谓“鲁棒性”，是指控制系统在一定的参数摄动下，维持某些性能的特性。
4、 版图设计过程：设计规则检查（DRC ）、电气规则检查（ERC ）、一致性校验（LVS ）、RC分布参数提取5、 MOS 管正常工作的基本条件是:所有衬源（B 、S ）、衬漏（B 、D ）pn 结必须反偏6、 沟道为夹断条件：⇒GD GS DS T DS GS TH H V =V -≤V V V -V ≥V7、 （1）截止区：Id=0；Vgs<Vth（2）线性区的NMOSFET （0 < VDS < VGS －VT ）μ2D n oxGS TH DS DS W 1I =C [(V -V )V -V ]L 2（3）饱和区的MOSFET （VDS ≥ VGS －VT ）2)(2TH GS ox n D V V LWC I -=μ 8、 栅极跨导gm ：是表征栅-源电压对于输出漏极电流控制作用强弱的一个重要的参数，它反映了器件的小信号放大性能，希望越大越好。
∂∂D m VDS=constGSn oxGS TH I g =V W=μC (V -V )Lm D GS THg =2I =V -V9、 体效应：理想情况下是假设晶体管的衬底和源是短接的，实际上两者并不一定电位相同，当VB 变得更负时，Vth 增加，这种效应叫做体效应。
模拟集成电路设计原理复习第一部分
rout
ro2
8000 1.6 0.1
128k
If : Vout 0.5V
I o u t
V rout
0.5 128k
3.9A
1 gm
vgs2
gm2vgs2
i rgs2 vx
改进的电流镜
共源共栅电流镜
VN VGS0 VX VY VN VGS3 VX VGS0 VGS3 VGS0 VGS3 VY VX
用电阻模拟gmb—对源跟随器成立
戴维南等效电路--〉分压电路
共栅级
AV
Vout Vin
gm gmb go go gD
AV
gm
gmb ro 1RD ＝gm
RD ro
gmb ro RD
ro
gm gmb RD 1 gmRD
共栅级
共栅级输出阻抗：
Vin 0
gm Vin Vs ro
Vin
gm Vin Vs ro
gmbVs
Vs
Rs
Io gm Vin Vs
Vs ro
gmbVs
Io
Vs Rs
Io gm Vin Io RS
Io RS ro
gmbIo RS
Gm
Io Vin
Rs 1
g m ro gm gmb
Rs
ro
gm 1 gm Rs
共源级
考虑输出阻抗：输入接地，输出加激励
非全差分输入电路分析 输入信号不是大小相等、方向相反、Vp不是交流地 将输入分为差模输入部分和共模输入部分
Vin1
Vin1
Vin 2 2
Vin1
Vin 2 2
Vin2
Vin2
Vin1 2
Vin1
模拟集成电路设计复习笔记
模集复习笔记By 潇然2018.6.202.2 I/V特性1. I-V特性2. 跨导定义：V GS对I DS的控制能力（I DS对V GS变化的灵敏度）饱和区跨导gm表达式：2. 线性电阻表达式2.3 二级效应1. 体效应γ为体效应系数，典型值0.3-0.4V-1/22. 沟道长度调制效应2.4 MOS器件模型定义：信号相对于偏置工作点而言比较小、不会显著影响偏置工作点时用该模型简化计算由gm、gmb、r O等构成低频小信号模型，高频时还需加上C GS等寄生电容、寄生电阻（接触孔电阻、导电层电阻等）1. MOS小信号模型①沟长调制效应引起的输出电阻②体效应跨导2. 完整的MOSFET小信号模型用于计算各节点时间常数、找出极点2.5 放大器的性能参数AIC设计的八边形法则分别为：速度、功耗、增益、噪声、线性度、电压摆幅、电源电压、输入输出阻抗参数之间互相制约，设计时需要在这些参数间折衷3.2 共源级1. 电阻负载理想情况：考虑沟长调制效应：2. 二极管接法的MOS做负载① NMOS二极管负载存在体效应时的阻抗：忽略η随Vout的变化时，增益只于W/L有关，与偏置电流、电压无关，线性度很好。
② PMOS管负载缺点：a.大增益需要极大的器件尺寸b. 输出摆幅小提高输出摆幅的方法：加电流源3. 电流源做负载4. 深线性区MOS管做负载5. 带源极负反馈①增益与跨导随着RS增大， Gm和增益都变为gm的弱函数,提高了线性度；但以牺牲增益为代价。
另外，可以通过如下方法简便计算：Av=“在漏极节点看到的电阻”/“在源极通路上看到的电阻”②输出电阻3.3 源跟随器（共漏）1. 负载为Rs2. 负载为电流源3. 考虑r O和R L后的增益（注意分析过程）4. 负载为理想电流源时输出电阻Ro3.4 共栅级1. 不考虑沟长调制效应时增益，体效应导致增益增加2. 输入阻抗R D=0时，共栅级输入阻抗相当于源跟随器输出阻抗，故在R D较小时，输入阻抗小3. 输出阻抗计算结果同带源极负反馈的共源级的Rout，故输出阻抗很大3.5 共源共栅级1. 增益（不考虑沟长调制）（注意此处为约等于且结果为负，具体增益参照P71，掌握方法即可）2. 输出阻抗M2管将M1管的输出阻抗提高为原来的（gm2+gmb2）r O2倍；有利于实现高增益3. 其他性质：①作理想电流源，代价：输出摆幅减小②屏蔽特性：Vout端有ΔVout的电压跳变时，表现在X点的电压跳变很小，屏蔽了输出节点对输入管的影响4. 折叠共源共栅5. 总结：4.2 基本差动对1. 大信号差分特性上式假定了M1、M2均工作在饱和区，然鹅2. 大信号共模特性共模输入电平必须满足：3. 小信号差分特性因此，当ΔVin为下值时跨导降为0：，其表征放大器所允许的最大输入差分信号差模增益：用叠加法、半电路法均可求全差分时的差模增益，结论为：①单边输入时差模增益为-gmR D②差分输入时差模增益为-gmR D③单边输入时单端输出增益为-gmR D/24. 小信号共模特性若电路完全对称，则流过M1和M2管的直流电流总为I SS/2，不随Vin,CM的变化而变化，因此，V X和V Y不变；非理想性包括：M1和M2之间有失配（W/L、V TH等），R D1和R D2之间有失配（阻值不完全相等等）；尾电流源ISS的内阻RSS不是无穷大①尾电流内阻非无穷大时若电路完全对称，则V P会随Vin,CM的变化而变化，导致尾电流变化， Vout1和Vout2会随之变化，但Vout1和Vout2总相等，故可短接，将M1、M2并联处理（注意此时跨导为2gm）共模增益为：②输入管失配对共模响应的影响共模到差模转换的增益：5. CMRR-共模抑制比Common-Mode Rejection Ratio，用来综合反映差分放大器的性能5.1 基本电流镜原理：利用输出电流与参考电流的过驱动电压相同)1()()(2121DSTHGSoxnREFVVVLWCIλμ+-=)1()()(2222DSTHGSoxnoutVVVLWCIλμ+-=因此)1()/()1()/(1122DSDSREFoutVLWVLWIIλλ++=复制精度受工艺（宽长比）、沟长调制效应的影响5.3 有源电流镜6.1 密勒效应如果上图1的电路可以转换成图2的电路，则是在所关心的频率下的小信号增益，通常为简化计算，我们一般用低频增益来代替AV，这样足可以使我们深入理解电路的频率特性。
模拟集成电路复习1
VGS VTH VDS
速度饱和区：载流子速度随电场强度的增大趋于饱和时，可认为
其处于线性饱和区。
MOS晶体管的电流方程
各工作区电流方程
饱和区
ID
1 2
μnCox
W L
VGS VTH
对M1
I
1 2
β1Veff12 ,
摆幅增加
W L
1
Veff1
Vdsat1 Veff1
Common Source Amplifier
Diode-connected MOST: small-signal
Common Source Amplifier
小信号增益---二极管负载
must be small
Single-transistor stages
Common Source Amplifier
小信号增益---电阻负载
AV
Vout Vin
μnCox
W L
Vin VTH
RD
gmRD
增益随Vin线性增加，当输入信号摆幅较大时引入非线性 考虑沟道长度调制效应
μn 2v sat L
VG S
VT
vsatCoxW VGS VT
ID
Long-channel device
VGS= VDD
Short-channel device
VDSAT VGS- V T VDS
MOS管交流小信号特性
饱和区跨导
模拟集成电路设计复习笔记
模集复习笔记By 潇然2018.6.202.2 I/V特性1. I-V特性2. 跨导定义：V GS对I DS的控制能力（I DS对V GS变化的灵敏度）饱和区跨导gm表达式：2. 线性电阻表达式2.3 二级效应1. 体效应γ为体效应系数，典型值0.3-0.4V-1/22. 沟道长度调制效应2.4 MOS器件模型定义：信号相对于偏置工作点而言比较小、不会显著影响偏置工作点时用该模型简化计算由gm、gmb、r O等构成低频小信号模型，高频时还需加上C GS等寄生电容、寄生电阻（接触孔电阻、导电层电阻等）1. MOS小信号模型①沟长调制效应引起的输出电阻②体效应跨导2. 完整的MOSFET小信号模型用于计算各节点时间常数、找出极点2.5 放大器的性能参数AIC设计的八边形法则分别为：速度、功耗、增益、噪声、线性度、电压摆幅、电源电压、输入输出阻抗参数之间互相制约，设计时需要在这些参数间折衷3.2 共源级1. 电阻负载理想情况：考虑沟长调制效应：2. 二极管接法的MOS做负载① NMOS二极管负载存在体效应时的阻抗：忽略η随Vout的变化时，增益只于W/L有关，与偏置电流、电压无关，线性度很好。
② PMOS管负载缺点：a. 大增益需要极大的器件尺寸b. 输出摆幅小提高输出摆幅的方法：加电流源3. 电流源做负载4. 深线性区MOS管做负载5. 带源极负反馈①增益与跨导随着RS增大， Gm和增益都变为gm的弱函数,提高了线性度；但以牺牲增益为代价。
另外，可以通过如下方法简便计算：Av=“在漏极节点看到的电阻”/“在源极通路上看到的电阻”②输出电阻3.3 源跟随器（共漏）1. 负载为Rs2. 负载为电流源3. 考虑r O和R L后的增益（注意分析过程）4. 负载为理想电流源时输出电阻Ro3.4 共栅级1. 不考虑沟长调制效应时增益，体效应导致增益增加2. 输入阻抗R D=0时，共栅级输入阻抗相当于源跟随器输出阻抗，故在R D较小时，输入阻抗小3. 输出阻抗计算结果同带源极负反馈的共源级的Rout，故输出阻抗很大3.5 共源共栅级1. 增益（不考虑沟长调制）（注意此处为约等于且结果为负，具体增益参照P71，掌握方法即可）2. 输出阻抗M2管将M1管的输出阻抗提高为原来的（gm2+gmb2）r O2倍；有利于实现高增益3. 其他性质：①作理想电流源，代价：输出摆幅减小②屏蔽特性：Vout端有ΔVout的电压跳变时，表现在X点的电压跳变很小，屏蔽了输出节点对输入管的影响4. 折叠共源共栅5. 总结：4.2 基本差动对1. 大信号差分特性上式假定了M1、M2均工作在饱和区，然鹅2. 大信号共模特性共模输入电平必须满足：3. 小信号差分特性因此，当ΔVin为下值时跨导降为0：，其表征放大器所允许的最大输入差分信号差模增益：用叠加法、半电路法均可求全差分时的差模增益，结论为：①单边输入时差模增益为-gmR D②差分输入时差模增益为-gmR D③单边输入时单端输出增益为-gmR D/24. 小信号共模特性若电路完全对称，则流过M1和M2管的直流电流总为I SS/2，不随Vin,CM的变化而变化，因此，V X和V Y不变；非理想性包括：M1和M2之间有失配（W/L、V TH等），R D1和R D2之间有失配（阻值不完全相等等）；尾电流源ISS的内阻RSS不是无穷大①尾电流内阻非无穷大时若电路完全对称，则V P会随Vin,CM的变化而变化，导致尾电流变化， Vout1和Vout2会随之变化，但Vout1和Vout2总相等，故可短接，将M1、M2并联处理（注意此时跨导为2gm）共模增益为：②输入管失配对共模响应的影响共模到差模转换的增益：5. CMRR-共模抑制比Common-Mode Rejection Ratio，用来综合反映差分放大器的性能5.1 基本电流镜原理：利用输出电流与参考电流的过驱动电压相同复制精度受工艺（宽长比）、沟长调制效应的影响5.3 有源电流镜6.1 密勒效应如果上图1的电路可以转换成图2的电路，则是在所关心的频率下的小信号增益，通常为简化计算，我们一般用低频增益来代替AV，这样足可以使我们深入理解电路的频率特性。
模拟集成电路设计原理复习第二部分
ω1是GX点
运放的频率补偿
各种PM条件下的实际响应曲线
例：
PM 60 H 1 120 Y 1 1 X
PM越小，减幅振荡现象越严重； PM越大，系统越稳定，但时间响应减慢。 PM必须大于45°，最好等于或大于60°
运放的频率补偿
噪声?基本概念?噪声噪声谱信噪比噪声带宽输出输入噪声相关?器件噪声热噪声闪烁噪声转角频率ktc?单级放大器中的噪声?共源级源跟随器共栅级共源共栅级?差动放大器噪声?噪声的统计特性噪声是一个随机过程电路中的大多数噪声显示出固定的平均功耗??噪声的表示?总噪声积分噪声?功率谱??dttvtptttav?????2221lim??fvn2??avnprmsv?????dffvrmsvnn?0??22噪声的统计特性?噪声和频率噪声的统计特性?信噪比snr当信号和噪声的均方根电压值相等时snr0???????????????????????22log20log10log10rmsnrmssrmsnrmssvvvvpowernoisepowersignalsnr噪声的计算?相关和非相关噪声源?有二个噪声源?第三项表示二个噪声源之间的相关性若二者非相关121lim??tppp???在大多数情况下噪声源是非相关的可以使用叠加原理??tx1??tx2??t??t????t??dttxxtppdtxxtptttavavtttav??????????????22212122221211limlim??t??t022????dtxxttt21avavav噪声的统计特性?噪声传输?定理
10 p1 , H 90
p 2 , H 135
10 p 2 , H 180
在GX，相位总是大于-180 稳定
模拟集成电路设计期末试卷
(2)
2、画出差动对的输入输出特性曲线（ΔID~ΔVin）。
要求：（1）标出曲线中关键转折点和极限点的坐标；
（2）由图分析：通过什么措施可以使差动对的线性度更好。
解：
其中， ，增大ISS或减小W/L，可使电路的线性更好。
四．简答（（每题7分，共21分））
1、“MOS器件即使没有传输电流也可能导通”，这种说法正确么？为什么？
《模拟集成电路设计原理》期末考试
一．填空题（每空1分，共14分）
1、与其它类型的晶体管相比，MOS器件的尺寸很容易按____比例____缩小，CMOS电路被证明具有_较低__的制造成本。
2、放大应用时，通常使MOS管工作在_饱和_区，电流受栅源过驱动电压控制，我们定义_跨导_来表示电压转换电流的能力。
4、（9分）画出下图共源极高频模型的小信号等效电路，并利用小信号模型精确推导系统的极点频率。
解：（1）I3=I4=50μA，I5=I6=200μA，I7=500μA
（2）γ=0：VP=0.368V
γ=0.45V-1：VTH1（VP=0.368V）=0.78V，VP1=0.288V；VTH2（VP1=0.288V）=0.764V，VP2=0.304；VTH3（VP2=0.304V）=0.767V，VP3=0.301；VTH4（VP3=0.301V）=0.766V，VP4=0.302；VTH5（VP4=0.302V）=0.766V，VP4=0.302…….所以VP≈0.302V
解：可能。当 时，器件工作在深线性区，此时虽然足够的VGS可以满足器件的导通条件，但是VDS很小，以至于没有传输电流
五．分析计算题（共34分）
（下列题目中使用教材表2.1所列的器件数据，所有器件尺寸都是有效值，单位均为微米。）
07级模拟集成电路原理与设计期末复习.doc
《模拟集成电路原理与设计》期末复习1.Assuming all MOSFETs are in saturation, plot the small-signal model and calculate the small-signal volt age gain of the circuit in Fig. 1 (入*0z 丫二0)2.Assuming all MOSFETs are in saturation, plot the small-signal model and calculate the small-signal voltage gain of the circuit in Fig. 2 (X=AO Z y=0)3.Design the folded-cascode op amp of Fig. 3 for the following requirements: maximum differential swing = 2.4 V, total power dissipation = 6 mW. If all of the transistors have a channel length of 0.5 pm, what is the overall voltage gain? Can the input common-mode level be as low as zero?4.Consider the feedback amplifier depicted in Fig・4, where Cl and C2 set the closed-loop gain, (a) Determine the small-signal step response of the circuit, (b) Calculate the positive and negative slew rates.5.Calculatc the input impedance and the tramsfer function of the circuit in Fig. 5.6.Calculate the input impedance and the transfer function of the circuit in Fig. 67.Assuming all MOSFETs are in saturation, calculate the input-referred 1/f noise voltage of the circuit shown in Fig. 78.Assuming al 1 MOSFETs are in satirration, calculate the input-referred thermal noisc voltage of the circuit shown in Fig. 89.Derive an expression for I out in Fig. 9.10.Consider the seif-biased cascode shown in Fig. 10. Determine the minimum and maximum values of R-I K B F such that both Mi and M2 remain in saturation.11.For the circuit of Fig. 11, determine the minimum value of I ss that guarantees osci1 lation.12.Explain how the start-up circuit shown in Fig.5 operates. Derive a relationship that guarantees V x < V T n after the circuit turns on.Fig. Ifl片竹°%Fig. 8Fig. 7Fig. 9Fig. 11 Fig. 12NMOS Mocel LEVEL « 1 NSUBrTOX « 9—9 MJ = 045 PMOS Model LEVEL ■ 1 NSUD-5e<!4 TOX ・9e 9 MJ ■ 0.5 GAMMA » 0.45 UO.350 CJ«0 56e-3 CGDO»0.4e 9GAMMA ■ 0.4 UO^ 100 CJ“94"3 CGDO = 0.30-9 PHI = 09 LAMBDA 二 0.1 CJSW = 0 35«^11 JS-31 0e-8 PHI - 0.8 LAMBDA-0 2 CJSW « 0 32e JS ・0 5e ・8 Note: Device parameters refer to Table 2.1; Wo 二&854X 10'I4Farad/cm; technology node = 0.5 pm. VTO w 0.7 LO-0 08e-6 PB ■ 0 9 MJSW « 0.2 VTO - -O S LD ・ 0 09—6 P8«09 MJSW ■ 0.3。
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《模拟集成电路设计》复习
答疑安排：
第13周星期二（5月29日），上午9:00-11:30，下午14:30-17:00，工三310
考试题型：
七道大题：第2章一题，第3、4章各两题，第5章一题，第6、7章共一题
考试注意事项：
所有题目采用课本P32表2.1的数据，V DD=3V，C OX=3.84 10-7F/cm2，忽略漏/源横向扩散长度L D。
试题会给出所需参数值。
时刻区分大信号、小信号。
时刻注意是否考虑二级效应。
题目有“推导”两字时，需给出求解过程。
必考：画小信号等效电路
复习题
例2.2补充问题：（1）分析MOS工作区间变化情况；（2）画出I D-V DS 曲线；（3）推导线性区跨导表达式。
习题2.2注意：跨导的单位。
习题2.3补充问题：给定参数值，计算本征增益的数值。
注意：画曲线时需考虑λ与L的关系。
例3.5 补充问题：画出图3.21(b)电路的小信号等效电路，推导增益表达式。
习题3.2问题（b）删去。
补充问题：求R out。
习题3.12解题思路：I1→V out→V GS2→(W/L)2→A v
习题3.14 输出摆幅=V DD-V OD1-|V OD2|。
解题思路：A v，R out→g m1→(W/L)1→V OD1→|V OD2|→(W/L)2
第4章课件第49页的题目差模增益-g m1(r o1||r o3)，共模增益0，共模抑制比+∞
例4.6
习题4.18 只要求图4.38(a)-(d)。
补充问题：画出半边电路。
注意：画半边电路时去掉电流源M5。
习题4.25 计算过驱动电压V OD时忽略沟道长度调制效应。
注意双端输出摆幅为单端时的2倍。
习题5.1问题（e）删去。
问题（c）和（d）有简单的计算方法。
习题5.5问题（b）（c）删去。
λ=0。
例6.4补充问题：画出低频小信号等效电路，推导低频小信号增益；写出C D、C S分别包含哪些MOS电容。
习题6.9 只要求图6.39(a)(b)(c)。
例7.11只计算热输入参考噪声电压。
习题7.11补充问题：推导小信号增益。
4道作业题
1. 对下图电路
（1）分析是否可作为放大器应用；
若可作为放大器，继续回答下述问题：
（2）画出小信号等效电路，并推导小信号增益A v；
（3）推导输出阻抗R out。
2. 图中电路(W/L)1=50μm/0.5μm，R D=2kΩ，μn=350cm2/Vs，
C OX=3.84⨯10-7F/cm2，λ=0，V DD=3V，V TH=0.6V
（1）如果M1工作在饱和区，且I D1=1mA，求电路的小信号增益；（2）若大信号V DS=0.1V，求电路的小信号增益。
1. 下图电路中，λ=γ=0，g m1=g m2，g m3=g m4，g m5=g m6，差模输入（1）画出半边电路图；
（2）求小信号差动增益。
2. 图中电路所有晶体管工作于饱和区，λ=0
（1）求X点的小信号电压V X；
（2）求M2的小信号漏电流I D2；
（3）求M3的小信号漏电流I D3；
（4）求等效跨导G m、输出电阻R out；
（5）求小信号电压增益A v。