高频FLYBACK 变压器之最佳设计
FLYBACK设计
FLYBACK设计FLYBACK(又称为回放式电源转换器或反馈电源回路)是一种常见的开关电源拓扑结构，它是一种离散电源转换器，为DC-DC电路提供稳定的输出电压。
FLYBACK设计需要考虑的因素包括输入电压范围、输出电压和电流要求、功率损耗、稳定性和效率等。
FLYBACK基本原理是通过变压器进行能量传递。
变压器由输入端的电感、输出端的电感和绕组匝数的比值组成。
当开关管导通时，电感储存能量；当开关管关断时，能量通过二极管传递给输出端。
通过调整开关管的导通时间，可以实现输出电压的调节。
FLYBACK设计的第一步是确定输入电压范围和输出电压要求。
输入电压范围通常由您的应用需求决定，而输出电压需要根据所驱动的负载电路来选择。
例如，如果需要驱动一组LED灯，输出电压应与LED的电压匹配。
您可能还需要考虑到电压的调整范围和调整精度。
第二步是选择适当的电力元件，如变压器、开关管和二极管等。
变压器的匝比决定了输入电压和输出电压的比例，因此需要根据输出电压来选择合适的变压器。
开关管的选择也很重要，您需要选择具有适当承载电流和开关频率的开关管。
二极管应具有足够的反向耐压和快速恢复时间。
第三步是设计控制电路。
控制电路的作用是实时监测输出电压并调整开关管的导通时间。
一种常见的控制电路是基于反馈的控制方法。
它通常由比较器、误差放大器和PWM控制器组成。
误差放大器通过比较设定值和实际输出电压来产生误差信号，然后传递给比较器。
比较器会将误差信号与参考信号进行比较，并产生PWM信号，控制开关管的导通时间。
最后一步是进行性能和稳定性分析。
您需要进行电路稳定性、转换效率和功率损失等方面的计算和测试。
这些分析可以帮助您优化设计，提高转换效率并降低功率损耗。
总之，FLYBACK设计需要考虑输入输出电压、功率因数校正、电流调节、短路保护、过电压保护等各项设计指标。
通过选择适当的电力元件，设计合适的控制电路并进行性能和稳定性分析，可以实现高效且稳定的DC-DC电路。
反激式开关电源(flyback)环路设计基础
反激式开关电源(flyback)是一种常见的电源结构，广泛应用于电子设备中。
它具有结构简单、成本低廉、效率高等优点，在消费电子、工业控制和通信设备等领域被广泛应用。
本文旨在介绍反激式开关电源环路设计的基础知识，包括工作原理、设计步骤和注意事项。
一、反激式开关电源的工作原理1.1 反激式开关电源的基本结构反激式开关电源由输入滤波器、整流桥、高频变压器、功率开关器件、输出整流滤波器、控制电路等组成。
其中，高频变压器是反激式开关电源的关键部件，通过变压器实现输入电压的隔离和变换，功率开关器件则控制变压器的工作状态，实现电源的调节和稳定输出。
1.2 反激式开关电源的工作原理反激式开关电源通过功率开关器件周期性地将输入电压斩波，将输入电能存储在变压器的磁场中，然后再将其转换为输出电压。
在工作周期的后半段，存储的能量释放到输出负载上，从而实现对输出电压的调节。
通过控制功率开关器件的导通时间和断态时间，可以实现对输出电压的调节和稳定。
二、反激式开关电源环路设计的基础知识2.1 反激式开关电源的设计步骤（1）确定电源的输入输出参数：包括输入电压范围、输出电压、输出电流、负载调整范围等；（2）选择功率开关器件和高频变压器：根据电源的输入输出参数和工作频率选择合适的功率开关器件和高频变压器；（3）设计反激式开关电源的控制电路：根据所选的功率开关器件和高频变压器设计相应的控制电路，包括PWM控制电路、电源启动电路等；（4）设计输入输出滤波器和保护电路：设计输入输出滤波器，保证电源的输入输出稳定和干净，设计过压、过流、过温等保护电路，保证电源的安全稳定工作。
2.2 反激式开关电源环路设计的注意事项（1）磁性元件的设计：高频变压器和输出感应元件的设计是整个反激式开关电源设计的关键，应合理设计磁芯、线圈匝数等参数，保证磁性元件承载功率、效率和体积的平衡；（2）功率开关器件的选择和驱动：应选择合适的功率开关器件，并设计合理的驱动电路，保证功率开关器件的可靠工作和转换效率；（3）控制电路的设计：应根据功率开关器件的工作特性和工作频率设计合适的PWM控制电路和反馈控制电路，保证电源的稳定可调；（4）输入输出滤波器和保护电路的设计：应合理设计输入输出滤波器和保护电路，保证电源的输入输出稳定和安全可靠。
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输入电压范围：Vinmin ～VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G 工作频率：fH 最大输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq ×95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq ×95% 。
2. 一次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝比n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5～1V 。
4. 最大占空比的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。
一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。
-----------------------------------------------------------------------------上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。
-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。
Flyback反激设计总结
反激变压器的设计步骤
1.8 计算变压器初级、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度
初级绕组的匝数：
（1）增加或者减小匝数只会分别引起磁芯损耗的减小或增加。 （2）以TDG公司的TP4W铁氧体磁芯为例，在100kHZ的条件下，损耗与 B 2.86 成 正比，匝数减小5%会使磁芯损耗增加15%
次级绕组匝数： 辅助绕组匝数：
（1）反馈环路与控制电路的学习，例如光耦TL431反馈电路、UC3843峰值电流控制等。 （2）热设计，需要考虑器件的散热，这对于产品的可靠性影响很大。 （3）PCB设计，需要考虑布局与布线。
6、课后作业
用反激拓扑设计与制作一个开关电源： 输入市电85Vac～265Vac，输出电压12V，输出电流2.5A，输出功率30W。。。 Note：提供一个参考设计实例，控制芯片选用UC3843
（4）最大占空比Dmax的选择受主MOS的耐压限制。设计时以MOS管耐压选择最大占空比 Dmax（VDS>Vinmax + n*(Vo+Vf)），并留一定的余量（漏感还将引起一个电压尖峰）。并 且如果Dmax大于0.5，那么对于峰值电流控制的方案需要加入谐波补偿电路。
设计时的注意事项及课后作业
5、设计反激电源还需要学习的主要内容
高频FLYBACK 变压器巧合电感器最佳之设计
Orlando文檔高頻FLYBACK 變壓器(偶合電感器)最佳之設計莊榮源飛瑞股份有限公司△.前言:由於市場日益競爭,如何將產品的價格降低,體積縮小,品質提高變成現今大家所共同努力的目標.而在Switch Power Supply 的領域裡,變壓器是非常重要的一部份,而Flyback 變壓器更在其中佔了舉足輕重的地位.如何將變壓器最佳化,就顯得額外的重要.我們可以從很多SPS書籍中獲得Flyback 變壓器的設計方法,雖然不盡相同,卻是大同小異.就一個設計者的角度來說,設計一個Flyback變壓器並不難,只要將設計的參數訂定,依照書上所寫的設計步驟,一個變壓器就誕生了,在這變壓器誕生的同時,你難道不會懷疑,這變壓器是否為最佳的變壓器呢?因為在這設計的參數裡還隱藏了不確定的因數.例如Flyback 變壓器初級測電感值參數的訂定,你如何能確定你剛開始設計所選定的感值對這顆變壓器是最佳感值呢?本文將針對設計參數做進一步的探討,以達到變壓器的最佳化.△.變壓器設計:在實際設計變壓器時,有兩個原則是必須注意到的:(1)溫升:這是設計變壓器最主要的項目和目的,安規裡有規定變壓器的最高溫升,變壓器的溫升需在安規的限制範圍內.例如: class A 的絕對溫度不能超過90°C ; class B 不能超過110°C 等等,這都是我們設計必須遵循的準則.(2)經濟:想在這市場上與人競爭,經濟考量是不可或缺的,尤其是變壓器往往是機器COST中的主要部分之一,所以如何將變壓器的價格,體積,品質掌握到最佳,就是我們所努力的方向.1.設計步驟:要將變壓器最佳化,需將不同的參數重複代入計算,如果利用Excel 的方程式或利用程式語言將公式寫下來,這樣將變得很簡單,只要改變參數就可得到結果.(1).參數的訂定:在設計變壓器之前,需先預定一些參數,很多書籍上這些參數都不同,不同的設計參數,設計流程亦不同,現在針對Flyback變壓器最常用的設計參數:輸入電壓:Vin,輸入的頻率:fs,最大Duty cycle : Dmax,初級與次級圈數比: N,初級電感值: Lp,輸出電壓:Vo,輸出最大:Wo.線圈的電流密度:J, 最大磁通密度: Bmax, 最大繞線因數:Kw(2)由這些設計參數算出:△Duty on (初級測導通的比例)△Duty off (次級測導通的比例)△初級交流電流值(ΔIpp)△初級電流Peak 值(Ip(peak))△初級電流RMS值(Irms)Orlando 文檔,則操作於CCM 1>+off on D D 以此作為分隔CCM 與DCM.若只改變Lp 的值,其餘預定參數固定,將得到一Lp 與AcAw 的關係如下.感值愈大,所需的變壓器愈大.3.變壓器core 的選擇:再選擇core 之前,有幾點是必須注意與了解的:i.core loss 的溫度特性: 依據機器所規定的周溫,當core 的溫度上升時,我們希望其core loss 是隨著溫度而下降,如此才比較不會有熱跑脫的現象發生.ii.當銅損=鐵損時,效率最高.iii.變壓器的大小直接影響到系統的操作模式,所以必須清楚DCM 與CCM 的優缺點,才能選擇到最適合需求的core.iv.符合最經濟的原則:也就是說10元能符合規格與需求決不多花1毛錢.v.選擇的core 愈大,效率不一定愈高,但散熱面積愈大,溫升會愈低.若了解以上幾點後,依據需求選定變壓器的core. 例如:若在乎的是散熱問題,可選擇大一點的core 和core loss 較小的core(如: MPP core ); 若在乎的是體積和價格,可以選擇較小與市場上價格較低的core(如: PC30 , PC40 ,MZ4 ,EE ,EI core )若core 的大小不知如何選擇,建議先選擇符合2 倍Boundary 感值計算出來Ac*Aw 的core.4.變壓器最佳化:當你選定core 之後,可得知其Ac*Aw 的值.在小於Ac*Aw 的原則下變動預設參數感值Lp 與電流密度,也就是等於改變銅損與鐵損之間的關係.可以得到Lp 與Loss 之間的關係圖如下.當PCu(銅損)=PFe(鐵損) 時,Total Loss 接近最低值.此感值正是最佳的選擇.Orlando Core Loss (鐵損)與材料特性有關,製造商會提供單位鐵損的相關資料式:N M Fe f B K P )(∆=△B:磁通密度變化量, 810⨯=∆fA N D VB c p on in ;M 和N 依材質不同而異.Core Loss = PFe * Ve Ve : Core 的體積Couple Loss(銅損)與操作頻率和使用線徑有關,各種線徑的線材都會提供單位長度的直流電阻值,但除了線徑中的標準流集膚效應所產生的繞線電阻增量. rms Cu I P =W : Layer width 當算出Total Loss = core loss + couple loss 符合安規的標準.當溫升過高時,表示選的core 太小縮小以達到最經濟之原則.( 實際的溫升會比此公式算出的溫升高s Loss Total A P T ⋅⨯≈∆800w c s A A A 34≈As :散熱表面積2cm 一切都決定後,就剩下繞線的方法.若要降低漏感,最好是用三明治繞法EMI 則可加入法拉第銅環.(它可降低一,二次測的雜散電容Differential mode noise 不易經由變壓器的雜散電容傳導出去在一開始就得決定加不加法拉第銅環.Orlando 文檔2.理論計算:由設計理論可以算出下列的值:Duty on (初級測導通的比例) =0.464Duty off (次級測導通的比例) =0.536初級交流電流值 (ΔIpp) = 2.321A 初級電流 Peak 值(Ip(peak)) = 3.554 A 初級電流RMS 值 (Irms) = 1.693 A 初級線圈的線徑 (Φp) = 0.576 mm 次級電流 Peak 值(Ip(peak)) = 4.620 A 次級電流RMS 值 (Irms) = 2.365 A 初級線圈的線徑 (Φs) = 0.680 mm 集膚深度mm 22.0=δ所以選擇線徑< 0.44 mm 的線徑0.2mm 多股並繞,N1用8條,N2 用12條0.22mm 線徑並繞.JIS 2種 線材0.2mm 線徑最大完成外徑為0.22mm有效磁路面積與鐵心可繞面積的乘積(Ac*Aw)= 1147.34mm 3.core 的選擇選擇core EE19 ,材質PC40 ,其Ac*Aw=1258.56,4mm core loss 在接近100 °C 時最低.Bsat (25°C) = 5100 G Bsat (60°C) = 4500 G Bsat (100°C) = 3900 G Bsat (120°C) = 3500 G Ac = 22.8 2mm Aw = 55.2 2mm Ve = 889.5 3mm 平均每匝長度MLT = 43.1mm4.變壓器的最佳化:JIS 2種線材0.2mm 線徑最大導體電阻=577.2 ohm/Km 工作溫度90°C 時, 最大導體電阻=736 ohm/Km代入變壓器正常操作下的輸入電壓27.5V,在符合Ac*Aw<1258.56的條件下,改變Lp 與J 可求得下列關係圖:4mm當Lp 感值=40uH, N1=22.83 ,7.86條並繞 , N2=17.56, 13.56core loss = 0.288couple loss =0.358 ,Total Loss 最低= 0.646W,代入下式,算出其慨略溫升06.12=≈w c s A A A 34,C A P T s Loss Total ︒=⨯≈∆⋅.980042取感值Lp = 40uH, N1 =22 ,0.2mm 8條並繞△.結論:在實際設計上,用常態電壓去做變壓器最佳的設計必須注意到為提供足夠的能量,電流會往上升,若預定的Bmax 面的實例設計為例,最低壓時, Ip= 3.44A ,Bmax = 2741Gauss,。
高频FLYBACK 变压器之最佳设计
高頻FLYBACK 變壓器(偶合電感器)最佳之設計莊榮源飛瑞股份有限公司一.前言:由於市場日益競爭,如何將產品的價格降低,體積縮小,品質提高變成現今大家所共同努力的目標.而在Switch Power Supply 的領域裡,變壓器是非常重要的一部份,而Flyback 變壓器更在其中佔了舉足輕重的地位.如何將變壓器最佳化,就顯得額外的重要.我們可以從很多SPS書籍中獲得Flyback 變壓器的設計方法,雖然不盡相同,卻是大同小異.就一個設計者的角度來說,設計一個Flyback變壓器並不難,只要將設計的參數訂定,依照書上所寫的設計步驟,一個變壓器就誕生了,在這變壓器誕生的同時,你難道不會懷疑,這變壓器是否為最佳的變壓器呢?因為在這設計的參數裡還隱藏了不確定的因數.例如Flyback 變壓器初級測電感值參數的訂定,你如何能確定你剛開始設計所選定的感值對這顆變壓器是最佳感值呢?本文將針對設計參數做進一步的探討,以達到變壓器的最佳化.二.變壓器設計:在實際設計變壓器時,有兩個原則是必頇注意到的: (1)溫升:這是設計變壓器最主要的項目和目的,安規裡有規定變壓器的最高溫升,變壓器的溫升需在安規的限制範圍內.例如: class A 的絕對溫度不能超過90°C ; class B 不能超過110°C 等等,這都是我們設計必頇遵循的準則.(2)經濟:想在這市場上與人競爭,經濟考量是不可或缺的,尤其是變壓器往往是機器COST中的主要部分之一,所以如何將變壓器的價格,體積,品質掌握到最佳,就是我們所努力的方向.1.設計步驟:要將變壓器最佳化,需將不同的參數重複代入計算,如果利用Excel 的方程式或利用程式語言將公式寫下來,這樣將變得很簡單,只要改變參數就可得到結果.(1).參數的訂定:在設計變壓器之前,需先預定一些參數,很多書籍上這些參數都不同,不同的設計參數,設計流程亦不同,現在針對Flyback變壓器最常用的設計參數:輸入電壓:Vin,輸入的頻率:fs,最大Duty cycle : Dmax,初級與次級圈數比: N,初級電感值: Lp,輸出電壓:V o,輸出最大:Wo.線圈的電流密度:J, 最大磁通密度: Bmax, 最大繞線因數:Kw(2)由這些設計參數算出:◆Duty on (初級測導通的比例)◆Duty off (次級測導通的比例)◆初級交流電流值(ΔI pp)◆初級電流Peak 值(I p(peak))◆初級電流RMS值(Irms)◆初級線圈的線徑(Φp)◆次級電流Peak 值(I p(peak))◆次級電流RMS值(Irms)◆初級線圈的線徑(Φs)◆有效磁路面積與鐵心可繞面積的乘積(Ac*Aw) 在由Aw*Ac 選擇適當的鐵心.設計參數裡有些是定死的,例如:Vin,fs(IC操作頻率) , Dmax(IC max duty cycle),V o ,Wo.有些是依經驗所定的,例如:電流密度:J(classA 自然散熱< 500 A/cm, class B < 700 A/cm); 最大磁通密度Bmax (100°C 飽和磁通密度的80% ); 最大繞線因數Kw(若將漆包線的絕緣厚度算入與減掉安規間距, EE 與EI core< 0.4).有些是可變的,也是最不確定設計參數,例如: 初級與次級圈數比 N,初級電感值Lp;N 的決定條件為:即使再最低壓時,亦能提供穩定的輸出電壓和能量.因N 直接影響到Duty cycle 的大小,N 愈大,Duty on 愈大, Ip(rms)愈小,銅損愈小, Aw*Ac 愈小所以IC 的Duty max 就是選定N 的限制,可以從下式訂定N 值.DV D V NN ⨯⨯≤.至於感值Lp 的選定直接影響core 的大小和操作的模式(CCM or DCM) ,也是我們所要探討的目標.2. 設計理論:在剛開始不知道系統操作於何種模式下時,分別對CCM 與DCM 不同操作模式下做理論推導. (1) 操作於CCM 模式時 由N D V N D V )1(-=⨯將初級與次級圈數比NN N = 代入→V N V VN D⨯+⨯=; D D-=1 (I)由TILV ∆∆=,將fDT =∆代入→ fL D V I⨯⨯=∆ (II)若不考慮效率問題,則fIIIL P ⨯∆--⨯⨯=))((212)(2)(將(II)代入→2I DVP I∆+⨯= (III))(3b b a aDI+⨯+⨯=)(peak p I a = ;pp I b ∆= ……(Ⅳ) 由磁通連續定則→I N IN ⨯=⨯→I N I⨯=)( (Ⅴ))(322)(bb a a DI+⨯+⨯=)(Ia =; I N Ib ∆⨯-= (VI)2⨯⨯=ΦJIπ (Ⅶ)2)(⨯⨯=ΦJIπ (Ⅷ)由A N A N A K +=A :初級導線面積 ; A:次級導線面積若不將安規間距與漆包線的絕緣厚度考慮進去, 則 JINJINA K )()(+= (Ⅸ)由10⨯=ANI L B(gauss)→ 8)(10⨯=BNI L A (cm) 乘以 IX→)1()()()(I NIJBK I L A A +⨯= (X)若將安規間距與漆包線的絕緣厚度考慮進去(如此的做法比較不會因考慮集膚效應採用多股線而產生誤差)在不考慮溫度效應下,集膚深度f61.6=δ (cm) 選擇半徑小於集膚深度的線徑. 則AN A N AAK +=-)()(A :初級導線總面積 ; A :次級導線總面積)(A: 安規間距(margin tape)所佔的面積→)A (A )(ws1wp1)()(NBK IL AA A +⨯=- (2) 操作於DCM 模式下f I L P ⨯⨯⨯=2)(21→fL P I⨯=2)( (i)由TILV ∆∆=,將I 代入→VIL D⨯= (ii)由法拉第定律→ND V N DV ⨯=⨯→ N VD V D⨯⨯= (iii)I DI⨯=3)( (iv)→ I N I⨯=)( (v)ID I⨯=3)( (vi)之後則同CCM (vii)將以上公式用Excel 的方程式或利用程式語言將公式寫下來,將設計參數代入後,用DCM 算出其Duty on 與Duty off ,若1<+D D ,則操作於DCM1=+D D ,則操作於Boundary 1>+D D ,則操作於CCM以此作為分隔CCM 與DCM.若只改變Lp 的值,其餘預定參數固定,將得到一Lp 與AcAw 的關係如下.感值愈大,所需的變壓器愈大.3. 變壓器core 的選擇:再選擇core 之前,有幾點是必頇注意與了解的: i. core loss 的溫度特性: 依據機器所規定的周溫,當core 的溫度上升時,我們希望其core loss 是隨著溫度而下降,如此才比較不會有熱跑脫的現象發生.ii. 當銅損=鐵損時,效率最高.iii. 變壓器的大小直接影響到系統的操作模式,所以必頇清楚DCM 與CCM 的優缺點,才能選擇到最適合需求的core.iv. 符合最經濟的原則:也就是說10元能符合規格與需求決不多花1毛錢.v. 選擇的core 愈大,效率不一定愈高,但散熱面積愈大,溫升會愈低.若了解以上幾點後,依據需求選定變壓器的core. 例如:若在乎的是散熱問題,可選擇大一點的core 和core loss 較小的core(如: MPP core ); 若在乎的是體積和價格,可以選擇較小與市場上價格較低的core(如: PC30 , PC40 ,MZ4 ,EE ,EI core )若core 的大小不知如何選擇,建議先選擇符合2 倍Boundary 感值計算出來Ac*Aw 的core.4. 變壓器最佳化:當你選定core 之後,可得知其Ac*Aw 的值.在小於Ac*Aw 的原則下變動預設參數感值Lp 與電流密度,也就是等於改變銅損與鐵損之間的關係.可以得到Lp 與Loss 之間的關係圖如下.當P Cu (銅損)=P Fe (鐵損) 時,Total Loss 接近最低值.此感值正是最佳的選擇.Core Loss (鐵損)與材料特性有關,製造商會提供單位鐵損的相關資料,有的是對照圖,有的是以下的公式:fB K P )(∆=△B:磁通密度變化量,10⨯=∆fA N DV B;M 和N 依材質不同而異.Core Loss = P Fe * Ve Ve : Core 的體積Couple Loss(銅損)與操作頻率和使用線徑有關, 各種線徑的線材都會提供單位長度的直流電阻值,但除了線徑中的標準值流電阻外,還存在著由於交流電流集膚效應所產生的繞線電阻增量.RR RIP ⨯⨯=2)]20(00393.01)[20()(-+︒=︒T C R C T R為了減少集膚效應所帶來的損失,可以使用多股線,但多股線的線徑並非愈小愈好,太多的導線,層數太多,鄰近效應所造成的損失會增大,甚至大過用多股線所降低的損失.由下列公式可得知.RF R ⨯=F :因鄰近磁場切割所造成的增量其P, X ,F R 關係如下圖,其中wd N dx ⨯⨯⨯=δ0.866P : Number of layer N : Number of turns d : Wire diameter δ: Skin depthW : Layer width當算出Total Loss = core loss + couple loss 可以先藉由以下公式,算出慨略的溫升,以判定是否符合安規的標準.當溫升過高時,表示選的core 太小,散熱面積不夠;若溫升很低,表示可以再將core 縮小以達到最經濟之原則.( 實際的溫升會比此公式算出的溫升高)APT ⋅⨯≈∆800A A A 34≈As :散熱表面積2cm一切都決定後,就剩下繞線的方法.若要降低漏感,最好是用三明治繞法,而且繞線密度要平均.若要防止EMI 則可加入法拉第銅環.(它可降低一,二次測的雜散電容值,讓Common mode noise 與Differential mode noise 不易經由變壓器的雜散電容傳導出去),此方法會降低繞線因素Kw,因此在一開始就得決定加不加法拉第銅環. 三. 實例設計:1. 參數的訂定:有一輸出Po = 20W ,Vo = 12V 的直流轉換器,輸入電壓範圍為18 ~ 60Vdc , fs = 100KHz , 需符合安規class B , J = 6.5 A/mm ,一二測無頇安規間距,不加法拉第銅環, Kw =0.3, Bmax =2500 G, Dmax = 0.48由Vin =18V ,Dmax =0.48 → N 選定為1.3Boundary 感值為 19.4 uH → Lp 選定為 40 uH2. 理論計算:由設計理論可以算出下列的值: Duty on (初級測導通的比例) =0.464 Duty off (次級測導通的比例) =0.536 初級交流電流值 (ΔI pp ) = 2.321A 初級電流 Peak 值(I p(peak)) = 3.554 A 初級電流RMS 值 (Irms) = 1.693 A 初級線圈的線徑 (Φp ) = 0.576 mm 次級電流 Peak 值(I p(peak)) = 4.620 A 次級電流RMS 值 (Irms) = 2.365 A 初級線圈的線徑 (Φs ) = 0.680 mm 集膚深度22.0=δmm所以選擇線徑< 0.44 mm 的線徑0.2mm 多股並繞,N1用8條,N2 用12條0.22mm 線徑並繞.JIS 2種 線材0.2mm 線徑最大完成外徑為0.22mm →有效磁路面積與鐵心可繞面積的乘積(Ac*Aw) = 1147.34mm3. core 的選擇選擇core EE19 ,材質PC40 ,其Ac*Aw=1258.564mm , core loss 在接近100 °C 時最低. Bsat (25°C) = 5100 G Bsat (60°C) = 4500 G Bsat (100°C) = 3900 G Bsat (120°C) = 3500 GAc = 22.8 2mm Aw = 55.2 2mm Ve = 889.5 3mm平均每匝長度MLT = 43.1mm 4. 變壓器的最佳化:JIS 2種線材0.2mm 線徑最大導體電阻=577.2 ohm/Km工作溫度90°C 時, 最大導體電阻=736 ohm/Km 代入變壓器正常操作下的輸入電壓27.5V,在符合 Ac*Aw<1258.564mm 的條件下,改變Lp 與J 可求得下列關係圖:當Lp 感值=40uH, N1=22.83 ,7.86條並繞 , N2=17.56, 13.56條並繞時. core loss = 0.288 couple loss =0.358 ,Total Loss 最低= 0.646W,代入下式,算出其慨略溫升.06.12=≈AA A 34CAPT ︒=⨯≈∆⋅.980042,取感值Lp = 40uH, N1 =22 ,0.2mm 8條並繞, N2 =17 , 0.2 mm 14條並繞.四. 結論:在實際設計上,用常態電壓去做變壓器最佳的設計必頇注意到,Bmax 的設定,因為當輸入電壓降低,Ip,為提供足夠的能量,電流會往上升,若預定的Bmax 值太高,在最低壓時需注意到是否會飽和的問題.以上面的實例設計為例,最低壓時, Ip= 3.44A ,Bmax = 2741Gauss,還不會有飽和的問題.當改變預定參數Bmax 時,最佳的感值Lp 會隨著改變,Bmax 愈大,最佳的感值Lp亦愈大,且Total Loss 愈低,這時只要注意低壓飽和問題即可.五.參考文件:1.轉換市電源供給器設計技術……簡章華2.高頻交換式電源供應器原理與設計……梁適安3.最新交換式電源技術……溫坤裡,張鴻林4.Introduction to power electronics ……Daniel W.HART5.電力電子學……王順忠6.電力電子論與實作……楊宗銘。
flyback电路的反馈回路设计
flyback电路的反馈回路设计
Flyback变换器是一种常见的开关电源拓扑，其反馈回路的设计是其中的关键部分。
以下是Flyback变换器反馈回路的设计：
1. 反馈电压源：在Flyback变换器中，通常使用一个电压源作为反馈电压。
这个电压源可以是线性调节器，也可以是脉冲宽度调制（PWM）调节器。
线性调节器可以提供连续的输出电压控制，而PWM调节器则可以提供更快的响应速度。
2. 反馈电阻和电容：反馈电阻和电容用于形成反馈回路。
电阻用于提供反馈电流，电容则用于存储和释放能量。
电阻和电容的选择需要考虑到电路的稳定性、响应速度以及功耗等因素。
3. 反馈电流检测：在Flyback变换器中，通常使用一个电流检测电阻来检测反馈电流。
这个电流检测电阻的两端电压可以直接反馈到调节器，从而实现对输出电压的控制。
4. 调节器：调节器是反馈回路的核心部分，它根据反馈信号来调整开关电源的工作状态，从而实现对输出电压的控制。
调节器的选择需要考虑到电路的性能、功耗以及成本等因素。
以上就是Flyback变换器反馈回路的设计，具体的设计需要根据电路的性能要求以及成本限制来进行。
flyback报告讲解
flyback报告讲解实验报告课程名称：开关电源设计_ 指导老师：谌平平，张军明成绩：_______________ 实验名称：反激电源实验类型：同组学生姓名：常垚一、Flyback 设计要求输入：单相AC85V ～230V rms ；输出：DC12V/1A& 5V/1A 与输入电气隔离 ? 稳压精度：1%输出电压纹波：<2% ；负载调整率：<1% (反馈输出）? 输入调整率：1% ? 控制器：UC3845开关频率：自行设定。
本电路采用100kHz 的开关频率满载情况下，CCM 或DCM 均可以。
本电路采用DCM 模式二、反激变换器工作原理反激变化器有两种工作模式，分别为电流连续工作模式（CCM ）和电流断续工作模式（DCM ）。
在电流连续工作模式中，电路的工作状态可以分为2种情况。
1）开关管导通时，加在变压器原边线圈的电压1L d U U =g，因此根据变压器原副边感应电压的关系1212L L U U N N =gg得到变压器副边感应电压为222111L L d N N U U U N N ==gg 注：假设原副边感应电压的方向如图1所示。
根据基尔霍夫定律，开关管1D 两端的电压为1222111()()D L o L o d o N NU U U U U U U N N =-+=-+=--ggg专业：电子信息工程姓名：陈发毅学号： 3100103074 日期：2013.7.20 地点：教二-125因此二极管1D 截止。
开关管导通时的等效电路如图2所示。
2）开关管关断时，变压器原边电流无法突变。
原边有一个方向与参考电压反向的感应电压存在。
根据安匝平衡原理，二极管导通。
此次二极管两端的电压为其导通电压1D on V ，约为0.7V 。
因此副边电压为：210.7L o D on o U U U U V =--≈--g原边电压为：2212111()L L o D on N N U U U U N N ==--gg此时的电路等效模型如图3所示。
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高频FLYBACK 变压器(偶合电感器)最佳之设计一.前言:由于市场日益竞争,如何将产品的价格降低,体积缩小,质量提高变成现今大家所共同努力的目标.而在Switch Power Supply 的领域里,变压器是非常重要的一部份,而Flyback 变压器更在其中占了举足轻重的地位.如何将变压器最佳化,就显得额外的重要.我们可以从很多SPS书籍中获得Flyback 变压器的设计方法,虽然不尽相同,却是大同小异.就一个设计者的角度来说,设计一个Flyback变压器并不难,只要将设计的参数订定,依照书上所写的设计步骤,一个变压器就诞生了,在这变压器诞生的同时,你难道不会怀疑,这变压器是否为最佳的变压器呢?因为在这设计的参数里还隐藏了不确定的因子.例如Flyback 变压器初级测电感值参数的订定,你如何能确定你刚开始设计所选定的感值对这颗变压器是最佳感值呢?本文将针对设计参数做进一步的探讨,以达到变压器的最佳化.二.变压器设计:在实际设计变压器时,有两个原则是必须注意到的: (1)温升:这是设计变压器最主要的项目和目的,安规里有规定变压器的最高温升,变压器的温升需在安规的限制范围内.例如: class A 的绝对温度不能超过90°C ; class B 不能超过110°C 等等,这都是我们设计必须遵循的准则.(2)经济:想在这市场上与人竞争,经济考虑是不可或缺的,尤其是变压器往往是机器COST中的主要部分之一,所以如何将变压器的价格,体积,质量掌握到最佳,就是我们所努力的方向.1.设计步骤:要将变压器最佳化,需将不同的参数重复代入计算,如果利用Excel 的方程式或利用程序语言将公式写下来,这样将变得很简单,只要改变参数就可得到结果.(1).参数的订定:在设计变压器之前,需先预定一些参数,很多书籍上这些参数都不同,不同的设计参数,设计流程亦不同,现在针对Flyback变压器最常用的设计参数:输入电压:Vin,输入的频率:fs,最大Duty cycle : Dmax,初级与次级圈数比: N,初级电感值: Lp,输出电压:V o,输出最大:Wo.线圈的电流密度:J, 最大磁通密度: Bmax, 最大绕线因子:Kw(2)由这些设计参数算出:◆Duty on (初级测导通的比例)◆Duty off (次级测导通的比例)◆初级交流电流值(ΔI pp)◆初级电流Peak 值(I p(peak))◆初级电流RMS值(Irms)◆初级线圈的线径(Φp)◆次级电流Peak 值(I p(peak))◆次级电流RMS值(Irms)◆初级线圈的线径(Φs)◆有效磁路面积与铁心可绕面积的乘积(Ac*Aw) 在由Aw*Ac 选择适当的铁心.设计参数里有些是定死的,例如:Vin,fs(IC操作频率) , Dmax(IC max duty cycle),V o ,Wo.有些是依经验所定的,例如:电流密度:J(classA 自然散热< 500 A/cm, class B < 700 A/cm); 最大磁通密度Bmax (100°C 饱和磁通密度的80% ); 最大绕线因子Kw(若将漆包线的绝缘厚度算入与减掉安规间距, EE 与EI core< 0.4).有些是可变的,也是最不确定设计参数,例如: 初级与次级圈数比N,初级电感值Lp;N 的决定条件为:即使再最低压时,亦能提供稳定的输出电压和能量.因N直接影响到Duty cycle 的大小,N愈大,Duty on 愈大, Ip(rms)愈小,铜损愈小,Aw*Ac 愈小所以IC 的Duty max 就是选定N 的限制,可以从下式订定N 值.DV D V NN ⨯⨯≤.至于感值Lp 的选定直接影响core 的大小和操作的模式(CCM or DCM) ,也是我们所要探讨的目标.2. 设计理论:在刚开始不知道系统操作于何种模式下时,分别对CCM 与DCM 不同操作模式下做理论推导. (1) 操作于CCM 模式时 由N D V N D V )1(-=⨯将初级与次级圈数比NN N = 代入→V N V VN D⨯+⨯=; D D-=1 (I)由TI LV ∆∆= ,将fDT =∆代入→fL D V I⨯⨯=∆ (II)若不考虑效率问题,则fIIIL P ⨯∆--⨯⨯=))((212)(2)(将(II)代入 →2I DVP I∆+⨯= (III))(3b b a a DI+⨯+⨯=)(peak p I a = ;pp I b ∆=……(Ⅳ) 由磁通连续定则→I N I N ⨯=⨯ →I N I⨯=)( (Ⅴ))(322)(bb a a DI+⨯+⨯=)(Ia =; I N I b ∆⨯-= (VI)2⨯⨯=ΦJIπ (Ⅶ)2)(⨯⨯=ΦJIπ (Ⅷ)由A N A N A K +=A :初级导线面积 ; A:次级导线面积若不将安规间距与漆包线的绝缘厚度考虑进去, 则JINJINA K )()(+= (Ⅸ)由10⨯=ANIL B (gauss)→ 8)(10⨯=BNI L A (cm) 乘以 IX→)1()()()(I NIJBK I L A A +⨯= (X)若将安规间距与漆包线的绝缘厚度考虑进去(如此的做法比较不会因考虑集肤效应采用多股线而产生误差)在不考虑温度效应下,集肤深度f 61.6=δ (cm)选择半径小于集肤深度的线径. 则AN A N AAK +=-)()(A :初级导线总面积 ; A:次级导线总面积)(A: 安规间距(margin tape)所占的面积→)A (A )(ws1wp1)()(NBK IL AAA +⨯=-(2) 操作于DCM 模式下f I L P ⨯⨯⨯=2)(21→fL P I⨯=2)( (i)由T ILV ∆∆= ,将I 代入→VILD⨯= (ii)由法拉第定律→ND V N DV ⨯=⨯→ N V D VD⨯⨯= (iii)I DI⨯=3)( ……(iv) →I N I⨯=)( (v)ID I⨯=3)( (vi)之后则同CCM (vii)将以上公式用Excel 的方程式或利用程序语言将公式写下来,将设计参数代入后,用DCM 算出其Duty on 与Duty off ,若1<+D D ,则操作于DCM1=+D D ,则操作于Boundary 1>+D D ,则操作于CCM以此作为分隔CCM 与DCM.若只改变Lp 的值,其余预定参数固定,将得到一 Lp 与AcAw 的关系如下.感值愈大,所需的变压器愈大.3. 变压器core 的选择:再选择core 之前,有几点是必须注意与了解的: i. core loss 的温度特性: 依据机器所规定的周温,当core 的温度上升时,我们希望其core loss 是随着温度而下降,如此才比较不会有热跑脱的现象发生.ii. 当铜损=铁损时,效率最高.iii. 变压器的大小直接影响到系统的操作模式,所以必须清楚DCM 与CCM 的优缺点,才能选择到最适合需求的core.iv. 符合最经济的原则:也就是说10元能符合规格与需求决不多花1毛钱. v. 选择的core 愈大,效率不一定愈高,但散热面积愈大,温升会愈低.若了解以上几点后,依据需求选定变压器的core. 例如:若在乎的是散热问题,可选择大一点的core 和core loss 较小的core(如: MPP core ); 若在乎的是体积和价格,可以选择较小与市场上价格较低的core(如: PC30 , PC40 ,MZ4 ,EE ,EI core )若core 的大小不知如何选择,建议先选择符合2 倍Boundary 感值计算出来Ac*Aw 的core.4. 变压器最佳化:当你选定core 之后,可得知其Ac*Aw 的值.在小于Ac*Aw 的原则下变动预设参数感值Lp 与电流密度,也就是等于改变铜损与铁损之间的关系.可以得到Lp 与Loss 之间的关系图如下.当P Cu (铜损)=P Fe (铁损) 时,Total Loss 接近最低值.此感值正是最佳的选择.Core Loss (铁损)与材料特性有关,制造商会提供单位铁损的相关数据,有的是对照图,有的是以下的公式:fB K P )(∆=△B:磁通密度变化量,10⨯=∆fA N DV B;M 和N 依材质不同而异.Core Loss = P Fe * Ve Ve : Core 的体积Couple Loss(铜损)与操作频率和使用线径有关, 各种线径的线材都会提供单位长度的直流电阻值,但除了线径中的标准值流电阻外,还存在着由于交流电流集肤效应所产生的绕线电阻增量.RR R IP ⨯⨯=2)]20(00393.01)[20()(-+︒=︒T C R C T R为了减少集肤效应所带来的损失,可以使用多股线,但多股线的线径并非愈小愈好,太多的导线,层数太多,邻近效应所造成的损失会增大,甚至大过用多股线所降低的损失.由下列公式可得知.RF R ⨯=F :因邻近磁场切割所造成的增量其P, X ,F R 关系如下图,其中wd N dx ⨯⨯⨯=δ0.866P : Number of layer N : Number of turns d : Wire diameter δ: Skin depthW : Layer width当算出Total Loss = core loss + couple loss 可以先藉由以下公式,算出慨略的温升,以判定是否符合安规的标准.当温升过高时,表示选的core 太小,散热面积不够;若温升很低,表示可以再将core 缩小以达到最经济之原则.( 实际的温升会比此公式算出的温升高)APT ⋅⨯≈∆800A A A 34≈As :散热表面积2cm一切都决定后,就剩下绕线的方法.若要降低漏感,最好是用三明治绕法,而且绕线密度要平均.若要防止EMI 则可加入法拉第铜环.(它可降低一,二次测的杂散电容值,让Common mode noise 与Differential mode noise 不易经由变压器的杂散电容传导出去),此方法会降低绕线因素Kw,因此在一开始就得决定加不加法拉第铜环.三. 实例设计: 1. 参数的订定:有一输出Po = 20W ,Vo = 12V 的直流转换器,输入电压范围为18 ~ 60Vdc , fs = 100KHz , 需符合安规class B , J = 6.5 A/mm ,一二测无须安规间距,不加法拉第铜环, Kw =0.3, Bmax =2500 G, Dmax = 0.48由Vin =18V ,Dmax =0.48 N 选定为1.3Boundary 感值为 19.4 uH → Lp 选定为 40 uH2. 理论计算:由设计理论可以算出下列的值: Duty on (初级测导通的比例) =0.464 Duty off (次级测导通的比例) =0.536 初级交流电流值 (ΔI pp ) = 2.321A 初级电流 Peak 值(I p(peak)) = 3.554 A 初级电流RMS 值 (Irms) = 1.693 A 初级线圈的线径 (Φp ) = 0.576 mm 次级电流 Peak 值(I p(peak)) = 4.620 A 次级电流RMS 值 (Irms) = 2.365 A 初级线圈的线径 (Φs ) = 0.680 mm 集肤深度22.0=δmm所以选择线径< 0.44 mm 的线径0.2mm 多股并绕,N1用8条,N2 用12条0.22mm 线径并绕.JIS 2种 线材0.2mm 线径最大完成外径为0.22mm →有效磁路面积与铁心可绕面积的乘积(Ac*Aw)= 1147.34mm3. core 的选择选择core EE19 ,材质PC40 ,其Ac*Aw=1258.564mm , core loss 在接近100 °C 时最低. Bsat (25°C) = 5100 G Bsat (60°C) = 4500 G Bsat (100°C) = 3900 G Bsat (120°C) = 3500 G Ac = 22.8 2mm Aw = 55.2 2mm Ve = 889.5 3mm平均每匝长度MLT = 43.1mm 4. 变压器的最佳化:JIS 2种线材0.2mm 线径最大导体电阻 =577.2 ohm/Km工作温度90°C 时, 最大导体电阻=736 ohm/Km 代入变压器正常操作下的输入电压27.5V,在符合 Ac*Aw<1258.564mm 的条件下,改变Lp 与J 可求得下列关系图:当Lp 感值=40uH, N1=22.83 ,7.86条并绕 , N2=17.56, 13.56条并绕时. core loss = 0.288 couple loss =0.358 ,Total Loss 最低= 0.646W,代入下式,算出其慨略温升. 06.12=≈A A A 34CAPT ︒=⨯≈∆⋅.980042,取感值Lp = 40uH, N1 =22 ,0.2mm 8条并绕, N2 =17 , 0.2 mm 14条并绕.四. 结论:在实际设计上,用常态电压去做变压器最佳的设计必须注意到,Bmax 的设定,因为当输入电压降低,Ip,为提供足够的能量,电流会往上升,若预定的Bmax 值太高,在最低压时需注意到是否会饱和的问题.以上面的实例设计为例,最低压时, Ip= 3.44A ,Bmax = 2741Gauss,还不会有饱和的问题.当改变预定参数Bmax 时,最佳的感值Lp 会随着改变,Bmax 愈大,最佳的感值Lp 亦愈大,且Total Loss 愈低,这时只要注意低压饱和问题即可.五. 参考文件:1. 转换市电源供给器设计技术 ……简章华2.高频交换式电源供应器原理与设计……梁适安3.最新交换式电源技术……温坤里,张鸿林4.Introduction to power electronics ……Daniel W.HART5.电力电子学……王顺忠6.电力电子论与实作……杨宗铭。