第十七讲负反馈放大电路分析方法及其稳定性(精)
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负反馈放大电路的稳定性问题
自激(振荡):多级放大器频率响应 引起的附加相移（高频段），使负 反馈变成正反馈。
自激原因:负反馈引入不当，AF过大 消除自激的有效方法:频率补偿
7.5.1 负反馈放大电路的自激条件 7.5.2 用波特图判断自激
7.5.1 负反馈放大电路的自激条件
A Af = 1 AF
又可写为 幅度条件 相位条件
|1 AF | = 0
即： AF 1
| AF | 1 AF= A+ F=(2n+1)
n=0,1,2,3…
AF是放大电路和
反馈网络的总附加
相移
反馈网络经常由电阻构成，所以F=0 。
AF = A+F= A。
1）AF =180 时形 成正反馈 2）若又满足幅度 条件则自激！
20 lg AF 20 lg A 20 lg F 20 lg A 20 lg 1/ F
若 AF 1 20 lg AF 0dB
闭环波特图与开环
的波特图交P点
对应的附加相移 A=－90，不满 足相位条件，不 自激
加大负反馈量， F2=10-3，交于P'点 对应的附加相移A=
－135，不满足相
位条件，不自激。 但已临近正反馈的 范畴，此时，放大 倍数就有所提高。
再加大F3=10-2， 交于P“点
A=－180。满足
波特图
放大电路在高频段有 三个极点频率fp1、fp2 和fp3； 当A=－180时，即S
点对应的频率称为临
界频率fc。当f= fc时 只要信号幅度满足要 求，即可自激。
图7.5.03 以20lg|Av |为Y坐标的波特图
负反馈变成了正反馈，
二、放大电路自激的判断
自激原因:负反馈引入不当，AF过大 消除自激的有效方法:频率补偿
7.5.1 负反馈放大电路的自激条件 7.5.2 用波特图判断自激
7.5.1 负反馈放大电路的自激条件
A Af = 1 AF
又可写为 幅度条件 相位条件
|1 AF | = 0
即： AF 1
| AF | 1 AF= A+ F=(2n+1)
n=0,1,2,3…
AF是放大电路和
反馈网络的总附加
相移
反馈网络经常由电阻构成，所以F=0 。
AF = A+F= A。
1）AF =180 时形 成正反馈 2）若又满足幅度 条件则自激！
20 lg AF 20 lg A 20 lg F 20 lg A 20 lg 1/ F
若 AF 1 20 lg AF 0dB
闭环波特图与开环
的波特图交P点
对应的附加相移 A=－90，不满 足相位条件，不 自激
加大负反馈量， F2=10-3，交于P'点 对应的附加相移A=
－135，不满足相
位条件，不自激。 但已临近正反馈的 范畴，此时，放大 倍数就有所提高。
再加大F3=10-2， 交于P“点
A=－180。满足
波特图
放大电路在高频段有 三个极点频率fp1、fp2 和fp3； 当A=－180时，即S
点对应的频率称为临
界频率fc。当f= fc时 只要信号幅度满足要 求，即可自激。
图7.5.03 以20lg|Av |为Y坐标的波特图
负反馈变成了正反馈，
二、放大电路自激的判断
负反馈放大电路的稳定性.
G和 图 m m 4.4.2（b）所标注。
m 45 。
第4章 放大电路的负反馈
4.4.3 负反馈放大电路自激振荡的消除方法
消除负反馈放大电路自激振荡的根本方法是破坏产 生自激振荡的条件，若通过一定的手段使电路的附加 相移为
时＜ 180
1 ，则不会自激；若通过一定的手 A F
A B (2n 1)为整数）（ （ 4.4.2b） n
式（4.4.2a）为幅值平衡条件，简称幅值条件： 式（4.4.2b）为相位平衡条件，简称相位条件。
第4章 放大电路的负反馈
由于电路从起振到动态平衡有一个正反馈过程，即 输出量幅值在每一次反馈后都比原来增大，直至稳幅， 所以起振条件为
可能产生自激振荡。为此，一般要求负反馈放大电路不 但是稳定的，而且还要有一定的稳定余量，称为“稳定
G 裕度”。定义 f时对应的幅值裕度 ，即 m 0 F || G 20lg | A （4.4.4）
m f f0
G的绝对值越大，表明电路越稳定。一般要求 m G＜ m
10dB，定义频率为 f c时所对应的附加相移为相位裕度 ， （4.4.5 m ） m 180 ( f c ) 越大，表明不存在附加相移为
的频率，则也不 180
会自激。采用相位补偿的办法可以实现上述想法。
第4章 放大电路的负反馈
图4.4.3（a）所示电路中在级间接入电容C，称为电 容滞后补偿；图4.4.3（b）所示电路中在级间接入R和 C，称为RC滞后补偿；图4.4.3（c）、(d)所示电路中接 入较小的电容C或RC串联网络，称为密勒补偿。利用 密勒效应补偿可以达到增大电容（或增大RC）的作用， 获得与图（a）、（b）电路相同的补偿效果。
第4章 放大电路的负反馈
m 45 。
第4章 放大电路的负反馈
4.4.3 负反馈放大电路自激振荡的消除方法
消除负反馈放大电路自激振荡的根本方法是破坏产 生自激振荡的条件，若通过一定的手段使电路的附加 相移为
时＜ 180
1 ，则不会自激；若通过一定的手 A F
A B (2n 1)为整数）（ （ 4.4.2b） n
式（4.4.2a）为幅值平衡条件，简称幅值条件： 式（4.4.2b）为相位平衡条件，简称相位条件。
第4章 放大电路的负反馈
由于电路从起振到动态平衡有一个正反馈过程，即 输出量幅值在每一次反馈后都比原来增大，直至稳幅， 所以起振条件为
可能产生自激振荡。为此，一般要求负反馈放大电路不 但是稳定的，而且还要有一定的稳定余量，称为“稳定
G 裕度”。定义 f时对应的幅值裕度 ，即 m 0 F || G 20lg | A （4.4.4）
m f f0
G的绝对值越大，表明电路越稳定。一般要求 m G＜ m
10dB，定义频率为 f c时所对应的附加相移为相位裕度 ， （4.4.5 m ） m 180 ( f c ) 越大，表明不存在附加相移为
的频率，则也不 180
会自激。采用相位补偿的办法可以实现上述想法。
第4章 放大电路的负反馈
图4.4.3（a）所示电路中在级间接入电容C，称为电 容滞后补偿；图4.4.3（b）所示电路中在级间接入R和 C，称为RC滞后补偿；图4.4.3（c）、(d)所示电路中接 入较小的电容C或RC串联网络，称为密勒补偿。利用 密勒效应补偿可以达到增大电容（或增大RC）的作用， 获得与图（a）、（b）电路相同的补偿效果。
第4章 放大电路的负反馈
负反馈放大电路的稳定性
结论： 单级和两级是稳定的，不会产生自激振荡， 三级或三级以上有可能产生自激振荡。
二、自激振荡的判断方法
自激振荡的条件中相位条件是主要的。
电路引入的反馈，若同时满足幅度条件和相位条件
则自激振荡产生。 当 附加相移T（） = ±（2n+1） 时，
| T( j) || A( j)B( j) | 1 电路不振 | T( j) || A( j)B( j) | 1 电路出现等幅振荡 | T( j) || A( j)B( j) | 1 电路出现增幅振荡
1 20 l g | A( j)B( j) | 20 l g | A( j) | 20 l g B 1 若： 20 l g | A( j) | 20 l g B
1 如果在基本放大电路增益波特图的幅频图中作直线 20lg B
20lgA(jω )
可根据的f0、f的关系判断电路 是否产生自激振荡。
利用环路增益的波特图判断电路是否产生自激振荡。
20lg|AB(j)|/dB 60 40 20 0 () 0º -90º -180º -270º
f
20lg|AB(j)|/dB 60 40 增益交 20 界频率 0 f0 () f0 f 0º -90º f -180º -270º
相位交 界频率
f
（2）B=0.001 1 20 lg 60dB B
反馈电路不会产生 自激振荡。 说明：反馈系数越大， 反馈程度越深，电路越 容易产生自激振荡。
20lg|A(j)|/dB 80 40 0 A() 0º 0lg B
105 106 f 107 108 f
破坏幅度条件。
•
接入RC校正网络（宽带校正）
破坏相位条件。
1、RC校正
○
6.6 负反馈放大电路的稳定性
使 A F 180的频率为 fo
使 20 lg AF 0 dB 的频率为fc
20 当 f = fo 时， lg AF 0 dB
即 AF 1 ，满足起振条件，
O A F
0
20 lg AF
fc f fo f
90 180 270
在低频段，因为耦合电容、旁路电容的存在， AF 将 产生超前相移；在高频段，因为极间电容的存在， 将 AF 产生滞后相移；
1、产生的原因
在中频相位关系的基础所产生的这些相移称为附 加相移，表示为 ( F ) 。 A
当附加相移 F n （n为奇数）时，反馈量 A 与中频段相比产生超前或滞后180°，因而净输入量 为：X i X i X f
20 lg AF
fc O A F
0
Gm fo
f f
90 180
Gm 20lg AF
m
f fo
270
稳定的负反馈电路的Gm <0，而且 Gm 越大，电路 越稳定。通常认为Gm ≤－10dB，电路就具有足够的幅 值稳定裕度。
定义f =fc时的 A F 与180°的差值为相位裕度 m 。
在单管放大电路中引入负反馈，因其产生的最大 附加相移为－90°，不满足相位的条件，所以不会产 生自激振荡。 两级放大电路也不会产生自激振荡，因为当附加相 移为±180°时，相应的 AF 0 ，振幅条件不满足。 而当出现三级以上反馈电路时，则容易产生自激振荡。
三、负反馈放大电路稳定性的判断 1、判断的方法
当f =103Hz时， A
180
－20dB/十倍频
20 lg A （2） 当 f =103Hz时， A 180 满足相位条件。
使 20 lg AF 0 dB 的频率为fc
20 当 f = fo 时， lg AF 0 dB
即 AF 1 ，满足起振条件，
O A F
0
20 lg AF
fc f fo f
90 180 270
在低频段，因为耦合电容、旁路电容的存在， AF 将 产生超前相移；在高频段，因为极间电容的存在， 将 AF 产生滞后相移；
1、产生的原因
在中频相位关系的基础所产生的这些相移称为附 加相移，表示为 ( F ) 。 A
当附加相移 F n （n为奇数）时，反馈量 A 与中频段相比产生超前或滞后180°，因而净输入量 为：X i X i X f
20 lg AF
fc O A F
0
Gm fo
f f
90 180
Gm 20lg AF
m
f fo
270
稳定的负反馈电路的Gm <0，而且 Gm 越大，电路 越稳定。通常认为Gm ≤－10dB，电路就具有足够的幅 值稳定裕度。
定义f =fc时的 A F 与180°的差值为相位裕度 m 。
在单管放大电路中引入负反馈，因其产生的最大 附加相移为－90°，不满足相位的条件，所以不会产 生自激振荡。 两级放大电路也不会产生自激振荡，因为当附加相 移为±180°时，相应的 AF 0 ，振幅条件不满足。 而当出现三级以上反馈电路时，则容易产生自激振荡。
三、负反馈放大电路稳定性的判断 1、判断的方法
当f =103Hz时， A
180
－20dB/十倍频
20 lg A （2） 当 f =103Hz时， A 180 满足相位条件。
教学课件学习课件PPT 负反馈放大电路的稳定性
其中 Gm——幅值裕度，一般要求Gm - 10dB
m——相位裕度，一般要求m 45
（保证可靠稳定，留 有余地）
当反馈网络为纯电阻网络时， f = 0。
7.8.1 自激振荡及稳定工作的条件
4. 稳定工作条件
用波特图表示
20lg AF Gm
a f (2n 1)180
或
20lg A F 0 a f m 180
1 F
与 20lg A 的交点作垂线交相频响应曲线的一点
若该点 a 135 稳定；否则不稳定。
(b) 在相频响应的 a 135 点处作垂线交 20lg A于P点
若P点在20
lg
1 F
水平线之下，稳定；否则不稳定。
7P.点8交.1在 自2激0lg振A荡的及-20稳d定B/工十倍作频的程条处件，放大电路是稳定的。
7.8.1 自激振荡及稳定工作的条件
1. 自激振荡现象
在不加任何输入信 号的情况下，放大电 路仍会产生一定频率 的信号输出。
2. 产生原因
在A 和高F频区或低频区产生的附加相移达到180，使中频区的负反 馈在高频区或低频区变成了正反馈，当满足了一定的幅值条件时，便 产生自激振荡。
7.8.1 自激振荡及稳定工作的条件
5. 负反馈放大电路稳定性分析
F 越大，水平线
基A本F放大1点电
20
lg
1 F
下移，越
容易自激
F 越大，表明
反馈深度越深
基F本增放大大
反馈深度越深， 越容易自激。
end
3. 自激振荡条件
闭环增益
A f
A 1 A F
反馈深度 1 A F 0 时，
自激振荡
即 A F 1 （A F 为环路增益）
负反馈放大电路的稳定性
A F
A m Fm
(1 j f )(1 j f )(1 j f )
fH1
fH2
fH3
1 补偿后产生系数：
j
f
f
' H
2
，取代
1
1
j
f
f
' H1
1 j f fH1
若f
' H
2
fH2，则A F
(1jAm F源自mff' H1
)(1
j
f) fH3
上式表明，最大附加相移为－180o，不满足起振条件，闭 环后一定不会产生自激振荡，电路稳定。
A m Fm
(1 j f )(1 j f )(1 j f )
fH1
fH2
fH3
在最低的上限频率所在回
路加补偿电容。 补偿电容
－60dB/十倍频
O
f
f
' H1
fH1
fH2
fH3
1、简单滞后补偿
A F
A m Fm
(1
j
f
f
' H1
)(1
j
f fH2
)(1
j
f) fH3
补偿后，当f fH2时，20lg A F 0dB。 补偿前
补偿后
最大附加相 移为-135°
滞后补偿法是 以频带变窄为代 价来消除自激振 荡的。
具有45°的相位 裕度，故电路稳定
2、密勒补偿
C'
在最低的上限频率所 在回路加补偿电容。
补偿前
C' (1 k )C
在获得同样补偿的 情况下，补偿电容比 简单滞后补偿的电容 小得多。
补偿后
负反馈放大电路的稳定问题
*
作业：P321 7.4.1、7.4.3、7.4.4、7.4.5、7.5.2（双号交作业） 第七章讲过的习题： 7.1.1、7.1.2、7.1.7、7.3.10要求都会
–1 Vf
Vid
基本放大电路 A
Vo
反馈网络 F
3. 自激振荡的平衡条件
由上分析 自激振荡平衡条件
AF 1
Vf 反馈网络 F –1 Vid 基本放大电路 A Vo
反馈深度 1 AF 0 时 ，
上式可写成模和相பைடு நூலகம்形式
A( k ) F ( k ) 1 幅值平衡条件
A和F 在高频区或低频区产生附加相移，
– Xf
反馈网络 F
· · 当AF附加相移达180，即a + f=(2n+1)180°时 · · · · · Xi、 Xf反相， Xid = Xi－Xf 代数和 体现正反馈
附加相移使中频区的负反馈在高 频区或低频区变成了正反馈。 是否正反馈就一定自激振荡？ 不是。 还必须满足一定的幅值条件 若输入信号为0， · 输出端有频率为fo的干扰信号，使A、 · F的附加相移达∓180º ·· 且满足 AF= - 1 时， 输出信号Vo能够维持 放大电路可能产生自激振荡
使低频环路增益的最大值由40dB→66dB
补偿极点
1 20 lg F
≼ 60dB
100 80 60 34 40 20
2 3 4
原波特图 新波特图
56dB
在180处会产生自激振荡 增加一个<原fH1的主极点，原 有的三个转折频率不变 新增极点（转折频率）处相移 为-45º ,其他三点各滞后90º
F 越大，水平线
1 20 lg 下移，越 F
(推荐)负反馈放大电路的稳定性分析及频率补偿精选PPT
工程上为保险起 见，幅度裕度|Gm | ≥10 dB。
根据以上讨论，可将环路增益波特图分为三种情
况。
RC补偿——极零抵消补偿 当f= fc时反馈信号与输入信号同相，负反馈变成了正反馈，只要信号幅度满足要求，即可自激。 判断自激的实用方法 如果附加相移满足相位条件，负反馈变为正反馈。 根据以上讨论，可将环路增益波特图分为三种情况。 (a)稳定:fc>f0 ,Gm<0dB (b)自激: fc<f0 ,Gm>0dB (c)临界状态: fc=f0, Gm=0dB 一般在工程上为了保险起见，相位裕度 m≥45 。 1、理解反馈的概念，掌握反馈类型的判别。 105代表中频电压放大倍数〔100dB），于是可画出幅度频率特性曲线和相位频率特性曲线。
根据以上讨论，可将环路增益波特图分为三种情况。
总的相频特性曲线是用每个极点频率的相频特性曲线合成而得到的。
判断自激的实用方法
AF= A+ F=(2n+1)
当 A=－180 时，即图中的S点对应的频率称为临界频率fc。
2、掌握利用深度负反馈估算法分析反馈放大
(a)稳定:fc>f0 ,Gm<0dB (b)自激: fc<f0 ,Gm>0dB (c)临界状态: fc=f0, Gm=0dB
(a)稳定:fc>f0 ,Gm<0dB (b)自激: fc<f0 ,Gm>0dB (c)临界状态: fc=f0, Gm=0dB
判断自激的实用方法
(动画10-2)
5.4.2 常用的补偿方法
1.电容补偿——滞后补偿
（动画10-3）
2.RC补偿——极零抵消补偿
3.密勒效应补偿
第五章总结
1、理解反馈的概念，掌握反馈类型的判别。 2、掌握利用深度负反馈估算法分析反馈放大
根据以上讨论，可将环路增益波特图分为三种情
况。
RC补偿——极零抵消补偿 当f= fc时反馈信号与输入信号同相，负反馈变成了正反馈，只要信号幅度满足要求，即可自激。 判断自激的实用方法 如果附加相移满足相位条件，负反馈变为正反馈。 根据以上讨论，可将环路增益波特图分为三种情况。 (a)稳定:fc>f0 ,Gm<0dB (b)自激: fc<f0 ,Gm>0dB (c)临界状态: fc=f0, Gm=0dB 一般在工程上为了保险起见，相位裕度 m≥45 。 1、理解反馈的概念，掌握反馈类型的判别。 105代表中频电压放大倍数〔100dB），于是可画出幅度频率特性曲线和相位频率特性曲线。
根据以上讨论，可将环路增益波特图分为三种情况。
总的相频特性曲线是用每个极点频率的相频特性曲线合成而得到的。
判断自激的实用方法
AF= A+ F=(2n+1)
当 A=－180 时，即图中的S点对应的频率称为临界频率fc。
2、掌握利用深度负反馈估算法分析反馈放大
(a)稳定:fc>f0 ,Gm<0dB (b)自激: fc<f0 ,Gm>0dB (c)临界状态: fc=f0, Gm=0dB
(a)稳定:fc>f0 ,Gm<0dB (b)自激: fc<f0 ,Gm>0dB (c)临界状态: fc=f0, Gm=0dB
判断自激的实用方法
(动画10-2)
5.4.2 常用的补偿方法
1.电容补偿——滞后补偿
（动画10-3）
2.RC补偿——极零抵消补偿
3.密勒效应补偿
第五章总结
1、理解反馈的概念，掌握反馈类型的判别。 2、掌握利用深度负反馈估算法分析反馈放大
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2. 各种反馈阻态的近似计算 （1）电压串联负反馈
利用虚短和虚断 的概念得知
0 I i
Ii + Rs + Vs – – Vi + Vf – + Vid – + AVO Vid ri – R2 Vo – RL – ro + +
则反馈系数为
R1 V f FV Vo R1 R2
N
+
+ – +
iO
则反馈系数为
V f R F f R I o
+
V o
-
RL
闭环增益
1 1 I o AGF Rf FR Vi 闭环电压增益 A VF
V f –
Rf
V V I o o R RL o A GF L I Vi V Rf i o
X o 又因为 A F X i
得
X f F X o
X X o 代入上式，有 o X X i f
X 输入量近似等于反馈量 X f i
X X 0 净输入量近似等于零 X id i f
由此可得深度负反馈条件下，基本放大电路“两虚”的概念
深度负反馈条件下的近似计算
2. 各种反馈阻态的近似计算 （3）电压并联负反馈
利用虚短和虚断可知
V 0 V N P
RS Ii
If
Iid
N
Rf – + +
则反馈系数为
I f 1 F G Rf V
o
I V ss
+
RS
-
P
闭环增益
RL V oF f I FG i V 闭环电压增益 o
7.3 负反馈对放大电路性能的改善
• 提高增益的稳定性
• 减少非线性失真
• 扩展频带
• 对输入电阻的影响 • 对输出电阻的影响
• 为改善性能引入负反馈的一般原则
为改善性能引入负反馈的一般原则
要稳定直流量 —— 要稳定交流量 —— 引入直流负反馈
引入交流负反馈
要稳定输出电压 —— 引入电压负反馈
要稳定输出电流 —— 引入电流负反馈
X o A X id X f F X o X AF o Xi
Xs K Xi + – Xf F Xid A Xo
闭环增益的一般表达式
A A F F 1 A
注意：在计算时，必须考虑反馈网络和外界负载的影响。
7.2.2 负反馈放大电路增益的一般表达式
(4) 判断反馈组态 (5) 标出输入量、输出量及反馈量
、A 、A (6) 估算深度负反馈条件下电路的 F F VF
深度负反馈条件下的近似计算
1.深度负反馈的特点
由于
F 1 1 A
则 A F
A A 1 F 1 AF AF
即，深度负反馈条件下，闭环增益只与反馈网络有关
R1
闭环电压增益
1 V R o AVF 1 2 FV Vi R1
深度负反馈条件下的近似计算
2. 各种反馈阻态的近似计算 （2）电流并联负反馈
利用虚短和虚断可知
V 0 V N P R (I I )R 则 I f f f o
I V ss
AVF Vs
I R 1 V f o i A RF Rs Rs I i Vs
深度负反馈条件下的近似计算
2. 各种反馈阻态的近似计算 Rs （4）电流串联负反馈
利用虚短和虚断可知
I 0 I N P
P
V s
+ –
+
V id V –i –
I id
+ V id -
V f
并联负反馈，输入端电流求和。 I I 0 虚断 I I I
id i f
i id
I i I f
I id
+ V id -
I r 0 虚短 V id id i
I f
+ V - id
深度负反馈条件下的近似计算
深度负反馈条件下的近似计算
1.深度负反馈的特点
X X 0 深度负反馈条件下 X id i f
串联负反馈，输入端电压求和。 I V V 0 虚短 V V
id i f
i
id
V id 0 I id ri
虚断
V f
+ V - id
V i
2. 反馈深度的讨论 A A F F 1 A
F 称为反馈深度 1 A
F A ， 一般负反馈 1 时， A (1) 1 A F F 1 时 ， 深度负反馈 ( 2) 1 A F A ， 正反馈 1 时， A ( 3) 1 A F F ， 自激振荡 0 时， A ( 4) 1 A F
7.2.1 负反馈放大电路的方框图
基本放大电路的输入 反馈放大电路 信号（净输入信号） 的输入信号 信号的正向传输
输出信号
Xo
Xs
变换网络 K
Xi
+ – Xf
Xid
基本放大 电路 A
信号源 反馈信号
单向化
反馈网络 F
信号的反向传输
7.2.2 负反馈放大电路增益的一般表达式
1. 表达式推导
开环增益 反馈系数 闭环增益
要增大输入电阻 —— 引入串联负反馈
要减小输入电阻 —— 引入并联负反馈
要增大输出电阻 —— 引入电流负反馈 要减小输出电阻 —— 引入电压负反馈
7.4 深度负反馈条件下放大 电路的分析方法
分析负反馈放大电路的一般步骤
(1) 找出信号放大通路和反馈通路 (2) 用瞬时极性法判断正、负反馈
(3) 判断交、直流反馈
+ Rs
I i
I id
N P
– + +
Rs
-
反馈系数为
R I f FI R Rf Io
I f
Rf R
I o
RV L o
-
闭环增益
1 I Rf o AIF 1 F Ii R I R RL V Rf RL I o o L 闭环电压增益 A A ( 1 ) IF VF Rs Vs R Rs I i Rs
利用虚短和虚断 的概念得知
0 I i
Ii + Rs + Vs – – Vi + Vf – + Vid – + AVO Vid ri – R2 Vo – RL – ro + +
则反馈系数为
R1 V f FV Vo R1 R2
N
+
+ – +
iO
则反馈系数为
V f R F f R I o
+
V o
-
RL
闭环增益
1 1 I o AGF Rf FR Vi 闭环电压增益 A VF
V f –
Rf
V V I o o R RL o A GF L I Vi V Rf i o
X o 又因为 A F X i
得
X f F X o
X X o 代入上式，有 o X X i f
X 输入量近似等于反馈量 X f i
X X 0 净输入量近似等于零 X id i f
由此可得深度负反馈条件下，基本放大电路“两虚”的概念
深度负反馈条件下的近似计算
2. 各种反馈阻态的近似计算 （3）电压并联负反馈
利用虚短和虚断可知
V 0 V N P
RS Ii
If
Iid
N
Rf – + +
则反馈系数为
I f 1 F G Rf V
o
I V ss
+
RS
-
P
闭环增益
RL V oF f I FG i V 闭环电压增益 o
7.3 负反馈对放大电路性能的改善
• 提高增益的稳定性
• 减少非线性失真
• 扩展频带
• 对输入电阻的影响 • 对输出电阻的影响
• 为改善性能引入负反馈的一般原则
为改善性能引入负反馈的一般原则
要稳定直流量 —— 要稳定交流量 —— 引入直流负反馈
引入交流负反馈
要稳定输出电压 —— 引入电压负反馈
要稳定输出电流 —— 引入电流负反馈
X o A X id X f F X o X AF o Xi
Xs K Xi + – Xf F Xid A Xo
闭环增益的一般表达式
A A F F 1 A
注意：在计算时，必须考虑反馈网络和外界负载的影响。
7.2.2 负反馈放大电路增益的一般表达式
(4) 判断反馈组态 (5) 标出输入量、输出量及反馈量
、A 、A (6) 估算深度负反馈条件下电路的 F F VF
深度负反馈条件下的近似计算
1.深度负反馈的特点
由于
F 1 1 A
则 A F
A A 1 F 1 AF AF
即，深度负反馈条件下，闭环增益只与反馈网络有关
R1
闭环电压增益
1 V R o AVF 1 2 FV Vi R1
深度负反馈条件下的近似计算
2. 各种反馈阻态的近似计算 （2）电流并联负反馈
利用虚短和虚断可知
V 0 V N P R (I I )R 则 I f f f o
I V ss
AVF Vs
I R 1 V f o i A RF Rs Rs I i Vs
深度负反馈条件下的近似计算
2. 各种反馈阻态的近似计算 Rs （4）电流串联负反馈
利用虚短和虚断可知
I 0 I N P
P
V s
+ –
+
V id V –i –
I id
+ V id -
V f
并联负反馈，输入端电流求和。 I I 0 虚断 I I I
id i f
i id
I i I f
I id
+ V id -
I r 0 虚短 V id id i
I f
+ V - id
深度负反馈条件下的近似计算
深度负反馈条件下的近似计算
1.深度负反馈的特点
X X 0 深度负反馈条件下 X id i f
串联负反馈，输入端电压求和。 I V V 0 虚短 V V
id i f
i
id
V id 0 I id ri
虚断
V f
+ V - id
V i
2. 反馈深度的讨论 A A F F 1 A
F 称为反馈深度 1 A
F A ， 一般负反馈 1 时， A (1) 1 A F F 1 时 ， 深度负反馈 ( 2) 1 A F A ， 正反馈 1 时， A ( 3) 1 A F F ， 自激振荡 0 时， A ( 4) 1 A F
7.2.1 负反馈放大电路的方框图
基本放大电路的输入 反馈放大电路 信号（净输入信号） 的输入信号 信号的正向传输
输出信号
Xo
Xs
变换网络 K
Xi
+ – Xf
Xid
基本放大 电路 A
信号源 反馈信号
单向化
反馈网络 F
信号的反向传输
7.2.2 负反馈放大电路增益的一般表达式
1. 表达式推导
开环增益 反馈系数 闭环增益
要增大输入电阻 —— 引入串联负反馈
要减小输入电阻 —— 引入并联负反馈
要增大输出电阻 —— 引入电流负反馈 要减小输出电阻 —— 引入电压负反馈
7.4 深度负反馈条件下放大 电路的分析方法
分析负反馈放大电路的一般步骤
(1) 找出信号放大通路和反馈通路 (2) 用瞬时极性法判断正、负反馈
(3) 判断交、直流反馈
+ Rs
I i
I id
N P
– + +
Rs
-
反馈系数为
R I f FI R Rf Io
I f
Rf R
I o
RV L o
-
闭环增益
1 I Rf o AIF 1 F Ii R I R RL V Rf RL I o o L 闭环电压增益 A A ( 1 ) IF VF Rs Vs R Rs I i Rs