完整word高效率PWM音频功率放大器
(完整word版)pwm开关型功率放大器
电力电子技术课程设计报告题目PWM开关型功率放大器的设计专业电气工程及其自动化班级电气学号学生姓名指导教师2008 年春季学期一、总体设计1．主电路的选型（方案设计）经过对设计任务要求的总体分析，明确应该使用电力电子组合变流中的间接交流变流的思想进行设计，因为任务要求频率是可变的，故选择交直交变频电路（即VVVF电源）。
交直交变频电路有两种电路：电压型和电流型。
在逆变电路中均选用双极性调制方式。
方案一：采用电压型间接交流变流电路。
其中整流部分采用单相桥式全控整流电路，逆变部分采用单相桥式PWM逆变电路，滤波部分为LC滤波，负载为阻感性。
电路原理图如下所示：方案二：采用电压型间接交流变流电路。
其中整流部分采用单相全桥整流电路，逆变部分采用单相桥式PWM逆变电路，滤波部分为LC滤波，负载为阻感性。
电路原理图如下所示：方案三：采用电压型间接交流变流电路。
其中整流部分采用单相桥式PWM 整流电路，逆变部分采用单相桥式PWM逆变电路，滤波部分为LC滤波，负载为阻感性。
电路原理图如下所示：分析：方案一中整流电路与逆变电路都采用全控型可以通过控制a角的大小来控制Ud的大小。
方案二中的整流电路是单相全桥整流电路，属于不可控型。
Ud大小不可变。
方案三采用双PWM电路。
整流电路和逆变电路的构成可以完全相同，交流电源通过交流电抗器和整流电路联接，通过对整流电路进行PWM控制，可以使输入电流为正弦波并且与电源电压同相位，因而输入功率因数为1，并且中间直流电路的电压可以调整。
但由于控制较复杂，成本也较高，实际应用还不多，故此处没有选用。
经过分析我选用了方案一。
其中控制部分采用双极性PWM波控制触发，从而控制负载电流和电压。
由于逆变部分采用电压型逆变电路，所以当选用电阻性负载时其电流大致呈正弦波，电压呈矩形波。
2. 总体实现框架二、主要参数及电路设计1. 主电路参数设计 由已知条件可得负载端的电流A i U P 5100500===, 电阻205100===i U R Ω。
上海艾为电子技术 高效率自适应电荷泵、超大音量、超低 EMI、K3 音响功率放大器 产品手册
AW8733 器件标识
(TOPSIDE MARK)
20 GND 19 CN 18 PVDD 17 PVDD 1 6 NC
SHDN 1 NC 2 CP 3
VDD 4 NC 5
INN 6 INP 7 VDD 8 FS 9 NC 10
15 VOP 14 GND
13
VON
12 PVDD
11
——————
SHDN ，VDD=5.5V，VI=-0.3V A weighting，gain=4V/V No weighting, gain=24V/V
最小 典型 最大 单位
2.8
5.5
V
3.5
5
mA
0.1
1u
μA
1.2
VDD
V
0
0.35
V
100
μA
5
μA
25 uVrms
40
150
℃
20
℃
VDD=3V to 5.5V
VDD=2.8V to 5.5V COUT=10μF
6.3
V
1A
480 600 720 KHz
0.5
ms
空载
状态 1 和状态 2
状态 3 和状态 4
VDD=2.8V to 5.5V
240
VDD=3.6V，Vpp_sin=200mV，f=217Hz
VDD=3.6V，Vpp_sin=200mV，f=1KHz
图 2 AW8733 差分输入方式应用图
工作温度范围 -40℃～85℃
封装形式 3mmX3mm 20-Pin TQFN
器件标记 AW8733
发货形式 卷带包装 3000 片/盘
IR-IRS2092-1700W单路D类音频功率放大方案
IR-IRS2092-1700W单路D类音频功率放大方案IR IRS2092 1700W单路D类音频功率放大方案2012-10-30 22:37:47| 分类：默认分类|字号订阅IR公司的 IRS2092是集成了PWM调制器和保护的高压高性能D类音频放大器，工作频率高达800kHz，±100 V额定电压是可提供500W输出功率，主要用在家庭影院，密你立体声系统，通用音频放大器等。
本文介绍IRS2092主要特性，方框图，典型连接图，典型应用电路图以及1700W单路D类音频功率放大器框图，主要特性，电路图和材料清单。
The IRS2092 is a high voltage, high performance Class D audio amplifier driver with PWM modulator and protection.In conjunction with two external MOSFET and a few external components, a complete Class D audio amplifier with protection can be realized.International Rectifier’s proprietary noise isolation technology allows high current gate drive stage and high speed low noise error amplifier reside on a single small silicon die.Open elements of PWM modulator section allow flexible PWM topology implementation.IRS2092主要特性：? Integrated analog input Class D audio amplifier driver in a small 16 pin package? Floating inputs enable easy half bridge implementation? Programmable bidirectional over-current protection with self-reset function? Programmable preset deadtime for improved THD performances? Start and stop click noise reduction? High noise immunity? ±100 V ratings deliver up to 500 W in output power? Operates up to 800 kHz? RoHS compliantIRS2092典型应用：? Home theater systems? Mini component stereo systems? Powered speaker systems? General purpose audio power amplifiers图1。
PWM功率放大电路
PWM功率放大电路本系统采用双极性脉宽调制功率放大器,如图2-7所示。
其中VT1、VT2 为作开关用的大功率晶体管,工作在截止和饱和状态。
当电动机正转工作时, VT1 工作,VT2 不工作;反之当电动机反转工作时, VT2 工作而VT1 不工作。
VD1、VD2 为续流二极管,主要起到保护作用,避免VT1、VT2 被反向击穿。
U4 和U6 为光电耦合器,主要起隔离和抗干扰作用。
调脉宽的方式有三种：定频调宽、定宽调频和调宽调频。
我们采用了定频调宽方式，因为采用这种方式，电动机在运转时比较稳定；并且在采用单片机产生PWM脉冲的软件实现上比较方便。
方案一：采用定时器做为脉宽控制的定时方式，这一方式产生的脉冲宽度极其精确，误差只在几个us。
方案二：采用软件延时方式，这一方式在精度上不及方案一，特别是在引入中断后，将有一定的误差。
但是基于不占用定时器资源，且对于直流电机，采用软件延时所产生的定时误差在允许范围，故采用方案二。
图2-7 PWM驱动电路原理图直流电动机的PWM调压调速原理对于直流电机而言，其转速表达式为：n=U-IR/Kφ式中 U—电枢端电压；I—电枢电流；R—电枢电路总电阻；φ—每级磁通量；K—电机结构参数（1）电机结构参数由(1)式可得，直流电动机的调速方法可以分为电枢回路串电阻的调速方法、调节励磁磁通的励磁控制方法和调节电枢电压的电枢控制方法在上述三种方法中。
目前广泛应用的是通过改变电机电枢电压接通时间与通电周期的比值f占空比1来控制电机的转速。
这种方法称为脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation)即PWM控制。
电动机电枢得到的电压波形如图1所示．电压平均值描述为Uav=t1/（t1+t2） Us=t1Us/T=αUs式中 t1—通电时间；T —周期；α—占空比，α= t1/T（2）由(2)式可知，当电源电压不变的情况下，电枢端电压Uav取决于占空比的大小．改变就可以改变端电压的平均值，从而达到调速的目的。
(完整word版)单双极性PWM波形调制方法
PWM 波形调制方法图6-20 二重PWM 型逆变电路14.0 弓| 言PWM ( Pulse Width Modulation )控制 ——脉冲宽度调制技术，通过对一系列脉冲 的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形(含形状和幅值)直流斩波电路采用斩控式交流调压电路，矩阵式变频电路本章内容PWM 控制技术在逆变电路中应用最广，应用的逆变电路绝大部分是PWM型，PWM 控制技术正是有赖于在逆变电路中的应用，才确定了它在电力电 子技术中的重要地位本章主要以逆变电路为控制对象来介绍 PWM 控制技术也介绍PWM 整流电路14.1 PWM 控制的基本原理理论基础冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同 冲量指窄脉冲的面积效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同 低频段非常接近，仅在高频段略有差异图6-1形状不同而冲量相同的各种窄脉冲一个实例 图6-2a 的电路电路输入：u(t)，窄脉冲，如图6-1a 、b 、c 、d 所示 电路输出：i(t)，图6-2b面积等效原理a) 图6-2 冲图量相同的各种窄脉冲的响应波形用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波正弦半波N 等分，可看成N 个彼此相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不 等 用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点重合，面积（冲量）相等i(t)e(t )b )宽度按正弦规律变化SPWM波形一一脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可UA图图6-3用PWM波代替正弦半波等幅PWM波和不等幅PWM波由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波如直流斩波电路及本章主要介绍的PWM逆变电路和PWM整流电路输入电源是交流，得到不等幅PWM波如斩控式交流调压电路和矩阵式变频电路基于面积等效原理进行控制，本质是相同的PWM电流波电流型逆变电路进行PWM控制，得到的就是PWM电流波PWM波形可等效的各种波形直流斩波电路：等效直流波形SPWM波：等效正弦波形还可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其基本原理和SPWM控制相同，也基于等效面积原理14.2 PWM逆变电路及其控制方法目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合本节内容构成了本章的主体PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的PWM逆变电路几乎都是电压型电路14.2.1计算法和调制法计算法根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化调制法输出波形作调制信号，进行调制得到期望的PWM波通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合PWM的要求调制信号波为正弦波时，得到的就是SPWM波调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也能得到等效的PWM波结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明：工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补控制规律uo正半周，V1通，V2断，V3和V4交替通断负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负负载电流为正的区间，V1和V4导通时，uo等于UdV4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0负载电流为负的区间，V1和V4仍导通，io为负，实际上io从VD1和VD4 流过，仍有uo=UdV4关断V3开通后，io从V3和VD1续流，uo=0 uo总可得到Ud和零两种电平ur正半周，V1保持通，V2保持断当ur>uc 时使V4 通，V3 断，uo=Ud当urvuc时使V4断，V3通，uo=0 ur负半周，V1保持断，V2保持通当urvuc 时使V3 通，V4 断，uo=-Ud当ur>uc时使V3断，V4通，uo=0虚线uof表示uo的基波分量IGBT的通断uo负半周，让V2保持通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平图6-5 单极性PWM 控制方式波形双极性PWM 控制方式(单相桥逆变)在ur 的半个周期内，三角波载波有正有负，所得 PWM 波也有正有负在ur 一周期内，输出 PWM 波只有土 Ud 两种电平 仍在调制信号u r 和载波信号uc 的交点控制器件的通断ur 正负半周，对各开关器件的控制规律相同当ur >uc 时，给V1和V4导通信号，给 V2和V3关断信号 女口 io>0，V1 和 V4 通，女口 io<0，VD1 和 VD4 通， uo=Ud当urvuc 时，给V2和V3导通信号，给 V1和V4关断信号 如 io<0, V2 和 V3 通，女口 io>0，VD2 和 VD3 通，uo=-Ud 单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制图6-6 双极性PWM 控制方式波形 双极性PWM 控制方式(三相桥逆变)三相的PWM 控制公用三角波载波 uc三相的调制信号 urU 、urV 和urW 依次相差120°U 相的控制规律当 urU> uc 时， 当 urUv uc 时，当给V1(V4)加导通信号时，可能是给V1导通信号，给 给V4导通信号，给 V4关断信号，uUN =Ud/2 V1关断信号，uUN =-Ud/2V1(V4)导通，也可能是 VD1(VD4)导通uUN、uVN '和uWN 的PWM 波形只有土Ud/2两种电平uUV波形可由uUN -uVN '得出，当1和6通时，uUV=Ud,当3和4通时, uUV= —Ud，当1和3或4和6通时，uUV=O输出线电压PWM波由土Ud和0三种电平构成负载相电压PWM波由（土2/3）Ud、（土1/3）Ud和0共5种电平组成防直通死区时间同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间死区时间的长短主要由开关器件的关断时间决定死区时间会给输出的PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波14.2.2 异步调制和同步调制载波比一一载波频率fc与调制信号频率fr之比，N= fc / fr根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制1.异步调制异步调制一一载波信号和调制信号不同步的调制方式通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大同步调制图6-图&io 同步调制三相PWM 波形分段同步调制（图6-11）把fr 范围划分成若干个频段，每个频段内保持 N 恒定，不同频段 N 不同在fr 高的频段采用较低的 N ，使载波频率不致过高 在fr 低的频段采用较高的 N ，使载波频率不致过低 为防止fc 在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法 同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现 可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近14.2.3规则采样法按SPWM 基本原理，自然采样法要求解复杂的超越方程，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多规则采样法特点工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量小得多同步调制一一N 等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步 基本同步调制方式，三相电路中公用一个三角波载波，且取 为使一相的 fr 很低时， fr 很高时，fr 变化时N 不变，信号波一周期内输出脉冲数固定N 为3的整数倍，使三相输出对称 N应取奇数PWM 波正负半周镜对称, fc也很低， fc 会过高， 由调制带来的谐波不易滤除使开关器件难以承受UiUrUU c LOUWU rVt图&12图6-12规则采样法规则采样法原理图6-12，三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期的中点(即负峰点)重合 规则采样法使两者重合， 每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化在三角波的负峰时刻 tD 对正弦信号波采样得 D 点，过D 作水平直线和三角 波分别交于A 、B 点，在A 点时刻tA 和B 点时刻tB 控制开关器件的通断 脉冲宽度d 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近规则采样法计算公式推导 正弦调制信号波ur =asin .r t式中，a 称为调制度，0 w a<1; wr 为信号波角频率。
脉冲宽度调制型功率放大器的原理
脉冲宽度调制型功率放大器（PWM Power Amplifier）是一种应用广泛的功率放大器，在许多领域都有着重要的作用。
它通过调节信号的脉冲宽度，来控制输出信号的功率。
在这篇文章中，我们将深入探讨脉冲宽度调制型功率放大器的原理，以及其在各个领域的应用。
1. 脉冲宽度调制型功率放大器的基本原理脉冲宽度调制型功率放大器是一种非线性功率放大器，其基本原理是通过控制输入信号的脉冲宽度，来控制输出信号的功率。
在PWM功率放大器中，输入信号通常是一个脉冲信号，其脉冲宽度的变化会直接影响输出信号的功率。
2. PWM功率放大器的工作过程在PWM功率放大器中，输入信号的脉冲宽度是通过开关管或其他调制器件来控制的。
当输入信号的脉冲宽度增大时，开关管的通态时间增加，输出信号的功率也随之增大。
反之，当输入信号的脉冲宽度减小时，输出信号的功率也减小。
通过控制脉冲宽度，可以灵活地调节输出信号的功率。
3. PWM功率放大器的优点和应用PWM功率放大器具有功率利用率高、输出波形质量好、成本低廉等优点，因此在工业控制、通信系统、音频放大器等领域都有着广泛的应用。
在工业控制中，PWM功率放大器常常用于驱动电机、控制照明等；在通信系统中，PWM功率放大器则常用于调制信号的功率放大；在音频放大器中，PWM功率放大器可以提供高保真度的音频输出。
4. 个人观点和结论在我看来，脉冲宽度调制型功率放大器作为一种非常重要的功率放大器类型，在现代技术应用中具有着不可替代的地位。
它不仅在工业控制、通信系统、音频放大器等领域发挥着重要作用，同时也通过其高功率利用率、优质的输出波形等特点，为现代技术的发展提供了强大的支持。
总结而言，脉冲宽度调制型功率放大器的原理是通过调节输入信号的脉冲宽度来控制输出信号的功率。
它在各个领域都有着广泛的应用，且具有诸多优点。
相信随着技术的不断进步，脉冲宽度调制型功率放大器将会在更多的领域发挥作用，为人类社会的进步做出更多的贡献。
功率放大器(功放)知识讲解
功放基本知识：功放俗称“扩音机”他的作用就是把来自音源或前级放大器的弱信号放大，推动音箱放声。
一套良好的音响系统功放的作用功不可没。
功放是音响系统中最基本的设备，它的任务是把来自信号源（专业音响系统中则是来自调音台）的微弱电信号进行放大以驱动扬声器发出声音。
功率放大器简称功放，可以说是各类音响器材中最大的一个家族了，其作用主要是将音源器材输入的较微弱信号进行放大后，产生足够大的电流去推动扬声器进行声音的重放。
由于考虑功率、阻抗、失真、动态以及不同的使用范围和控制调节功能，不同的功放在内部的信号处理、线路设计和生产工艺上也各不相同。
分类：按功放中功放管的导电方式不同，可以分为甲类功放（又称A类）、乙类功放（又称B类）、甲乙类功放（又称AB类）和丁类.功放（又称D类）。
甲类功放是指在信号的整个周期内（正弦波的正负两个半周），放大器的任何功率输出元件都不会出现电流截止（即停止输出）的一类放大器。
甲类放大器工作时会产生高热，效率很低，但固有的优点是不存在交越失真。
单端放大器都是甲类工作方式，推挽放大器可以是甲类，也可以是乙类或甲乙类。
乙类功放是指正弦信号的正负两个半周分别由推挽输出级的两“臂”轮流放大输出的一类放大器，每一“臂”的导电时间为信号的半个周期。
乙类放大器的优点是效率高，缺点是会产生交越失真。
甲乙类功放界于甲类和乙类之间，推挽放大的每一个“臂”导通时间大于信号的半个周期而小于一个周期。
甲乙类放大有效解决了乙类放大器的交越失真问题，效率又比甲类放大器高，因此获得了极为广泛的应用。
丁类功放也称数字式放大器，利用极高频率的转换开关电路来放大音频信号，具有效率高，体积小的优点。
许多功率高达1000W的丁类放大器，体积只不过像VHS录像带那么大。
这类放大器不适宜于用作宽频带的放大器，但在有源超低音音箱中有较多的应用。
按功放输出级放大元件的数量，可以分为单端放大器和推挽放大器。
单端放大器的输出级由一只放大元件（或多只元件但并联成一组）完成对信号正负两个半周的放大。
脉宽调制型(PWM)功率放大器
• 负载是直流电动机时，PWM功放输出 电压 U D u U U ρ = u K u o= a v= D i= i U i m
• 负载是直流电动机时，PWM功率放大器 等效为比例环节。
思考题 • 若PWM功率放大器的负载是纯电阻， 输出量是电功率或电阻产生的热量， 它还能起到调节和放大器的作用吗？ 为什么？
d i U EU E D D a i () t= ( I ) e u = R i+ L + EU =D a 0 A B aa a R R d t a a
U -E ia(t) : I0 D场能增加。
电 动 机 状 态 ： 0 << t t 1
TT 、 截 止 ，减 i ( t )小 。 2）t1< t <T 1 4 a ia : AB • 只有D2和D3正常导通。
R - at L a
• 电源吸收电能， 电流减小，磁场能减小。
3 说明 (1) 0<t<t1 (T< t <T+ t1)，T1、T4 正 向基极偏压，但UCE=-0.7V ，故不导通。 (2) 若无D1、D4 ， T2、T3 截止时将被击穿。
0 ,( it , I 0 , U E 。 3.轻载状态 T e m a)0 a v a v • 电流有正有负，上述两个状态中的四种 情况，在一个周期内 交替出现。
• 开关式功放的晶体管主要工作在 饱和与截止状态，晶体管起开关作用。 • 开关式功放以断续供电代替连续供电。 一般说，电机连续运转，需要连续供电。 • 用断续供应的方式，能满足对电能的 连续性的需要? • 实际当中，用断续供应的方式， 来满足对物质和能量的连续性的需要， 司空见惯。…
• 用断续供应的方式，代替连续供应， • 关 键 ： 要有储存的仓库。 • 断续供电方式满足对电能的连续要求， 关健是要有贮存能量的仓库。电机？ • 电机电感贮存磁场能，Li2/2 。 • 供电时利用电机电感贮存磁场能， • 断电时利用电机电感的磁场提供电流。 • 对电机，可以采用断续供电方式。
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高效率PWM 音频功率放大器本设计主要由功率放大器、信号变换电路、输出功率显示电路和保护电路组成。
功率放 大器部分采用D 类功率放大器确保高效，在 5V 供电情况下输出功率大于 1W ，且输出波形无明显失真，低频输出噪声电压很低（输出频率为20kHz 以下时，低频噪声电压约 1mV ）;信号变换部分采用差分放大电路，将双端输出信号变为1 : 1的单端输出信号；输出功率显1、题目分析及设计方案论证与比较根据题目要求，整个系统由D 类PWM 功率放大器、信号转换电路及功率测量显示装置 组成。
其中核心部分为 D 类PWM 功率放大器。
之所以选择此方案是因为 D 类PWM 功放能够达到更高的效率，且更好地确保波形不失真，加之以合理的滤波网络又进一步克服了高 频干扰，从而使系统成为高效率、低失真、低干扰的功率放大系统。
系统组成框图如图 3.1所示。
下面我们分别论述框图中各部分设计方案。
图3.1系统组成框图2、总体设计思路根据题目要求，经过认真分析，决定采用脉宽调制方式实现低频功率放大器 （即D 类功率放大器）。
脉宽调制电路（PWM ）的脉宽调制原理 如图3.2所示。
图3.2脉宽调制原理图一般的D 类放大器电路的工作原理是用“振荡发生器”输出的三角波与来自外部的模拟音频信号进行比较，在“脉宽调制比较器”输出端产生一个其脉宽变化与音频信号幅值成正 比例的可变脉宽方波。
此方波通过“数字逻辑电路”输出反相的方波。
在音频信号的前半周（正电压），脉宽调制方波的占空比小于 50%，使高端MOS 管饱和导通，输出瞬间脉冲电压 V ec — 0=V cc 。
在音频信号的后半周（负电压），低端MOS 饱和导通，电压 0— V ec = — V cc o 将输亠 PWM —高速开关电路 及滤波网络D 类功率放大器796DVin=O,占空比-50%出的脉宽调制电压经 LC 低通网络滤除高频成分， 在负载端得到与输入模拟信号相似但被放大了的电压。
D 放大器虽有较大难度但可大大提高效率，且失真很小，波形放大效果良好，而且配合 以较好的滤波网络克服了高频干扰。
系统原理框图 如图3.3所示。
可采用 AD521实现双端输入变单端输出的信号变换。
在 测试部分采用乘法器将变换电路输出的信号电压加以平方，经分压送至表头显示。
第1节PWM 功率放大器实验一三角波发生器及误差放大器rvT ： ]_~5 乙 VDj VD]图3.4三角波发生电路本设计利用555组成的多谐振荡器的C 4充放电特性加以改进，实现C 4的线性充放电获得三角波。
利用 VT i 、VT 2和R 6构成的恒流源对 C 4实现线性充电，利用 VT 3、VT 4和R 7构 成的恒流源实现对 C 4的放电，电容C 4的三角波经VT 5射极跟随器输出该振荡器的震荡频率 f=0.33/(116 + R 7)C 4。
按图中各元件的参数，我们得到了一个线性很好、频率约为100kHz 、 峰峰值为2.18V 的三角乘法器及 分压电蹌用555芯片构成三角波发生电路,如图3.4所示。
o.omF图3.3系统原理框图J 表实—I功率显示器84700pFSoo^VD2fncl波，将其输入到脉宽调制比较器的一个输入端。
该部分的作用是将输入信号按比例放大以便与三角波比较，通过以OP-37运算放大器为核心加上相关元件形成反向比例放大电路，电路如图3.5所示。
R2、R4共同分压将OP-37③脚的电压抬至2.5 V，这样可使放大后的波形中点在 2.5V处, 且是下对称无失真，放大比例系数由R3和R i决定，即A=R3/R I , C i、C3起隔直作用，电容C2的作用是用来限制通频带的宽度。
C2越大，频带越窄；C2越小，频带越宽。
实验二脉宽调制比较器及死区时间控制该部分的作用是将误差放大器输出的波形与三角波发生器输出的波形进行比较。
输出一个脉宽与误差放大器输入信号幅值成比例的可变脉宽方波。
三角波频率远远高于输入信号频率，相当于对输入信号采样点大大增加，从而保证还原后的波形不失真。
其中核心器件为LM139，该芯片为四比较器集成电路。
这里所要注意的是必须使三角波和音频信号的电压中心线重合，即LM 139的④、⑤管脚的静态电位相同，否则脉宽调制信号的占空比将不能在要求的范围内变化。
我们通过可调电阻R12来实现这一要求。
脉宽调制比较器电路如图3.6所示。
图3.6脉宽调制比较器电路提示：死区时间不应超过调制脉冲的1/10，否则输出的波形将出现明显的失真；另外，死区时间也不可过短，否则桥路管子将会共同导通，在极短的时间内大电流将从M0S1、M0S2和M0S3、M0S4同时流过，造成电能的损耗，使整体的效率下降，甚至烧毁管子。
所以死区时间的建立是整个D类放大器性能提高的关键之一。
电路如图3.7所示。
实验三高速门开关和滤波网络图3.7时间建立电路高速门开关和滤波网络电路 如图3.8所示。
驱动电路除注意其驱动能力外，还应注意要 使其反应尽量快，提高对窄脉冲的反应，以保证对波形的完整还原。
在高速低耗的MOS 管的D 极和S 极间反向并联上高速二极管 （VD i 〜VD 4），使电感（L i 、L 2）上产生的电流在死区 时间内快速泄放，以保证下一个调制脉冲的电流正常工作， 否则桥臂会出现电流的停滞，输出波形将会出现失真、幅值过小等。
滤波网络的主要功能是滤除高次谐波，还原调制波中所带载的低频信号。
滤除效果的好 坏主要取决于与负载相并联的电容的大小，电容越大，滤波效果越好， 但是电容越大，放大器的频带宽度、放大倍数及频率都会受到影响。
通过反复实验，我们选择了 4.7 yF 的电容，使上述三者达到了较好优化。
此外，电感大小也是影响这三者的重要因数，电感相对小时， 会大大提高三者的指标，但过小又会降低高次谐波的滤除效果，实验证明选择 20 yF 的电感较为合适。
第2节功率测量与保护驱动器2BMOS3HG1駆动器I oynLG1HG2OUT?LG2叱c5lOOnF500UYEVS12 =益VD] If2rVD 4■^T ----- ------------ U."I 20P H图3.8高速门开关和滤波网络T 需nF实验四信号变换电路及保护电路信号变换电路如图3.9所示。
精密放大器AD521有高输入阻抗、悬浮输入、高共模抑制比、高精度、低漂移和低噪声的特点。
联入网络之前，应首先对AD 521进行调零，即输入短路时，调整④、⑤、⑥管脚间10k Q的滑动变阻器，使输出为零。
接入网络后，1MQ 电阻和100k Q电阻的分压比为1/10，所以放大器的放大倍数应为10才能使变换电路总的放大倍数为1。
通过调整5k Q的滑动变阻器使放大器的放大倍数为10。
这样就得到了一个放大倍数为1的信号变换电路，将功率放大器双端输出信号转换为单端输出。
图3.9信号变换电路保护电路如图3-10所示。
用电流互感器取主电路电流，经变换后送到滞回电压比较器，形成短路保护信号，送至高速开关电路，锁定脉宽调制信号输出，达到可靠的输出短路保护实验五功率测量电路在负载一定时（8Q）,功率与电压的平方成正比，所以我们将变换电路的输出接低通网络后再接入由乘法器搭成的平方电路。
功率测量电路如图3.11所示。
图3.11功率测量电路乘法器芯片我们用的是AD 533,其那边包含了一个运放。
此电路的关键部分在电路调零。
我们的调零是在①、②管脚短接的情况下进行的，步骤如下：①当X=0时，调Z。
使输出为0V。
② 当X=10V DC时，调增益使丝绸为+10V DC。
③ 当X= —10V DC时，调X O使误差减半，再调增益使误差为零。
④当输入接地时，检查输出补偿。
如果输出不为零，重复上述步骤直至输出无误差。
测试表头是测量直流电压的三位半表头，所以要将交流变为直流。
我们将平方电路的输出接滤波网络变为直流后接入表头，使其作为功率来显示功率放大器的输出功率。
其边比可由乘法器AD 533内部运放的放大倍数调节，调节①、②管脚的电阻值，使功率表输出的精度优于5%。
第3节调试与分析1.误差放大器放大倍数A=R3/R I=5;使R2=R4,则保证了输出波形上下于2.5 V对称；3三位半字表头2i20kQ14 9 【I位533 __________ 愉_ [|22C22 丄°-[2.2 PFT235kfl 1随 C 2的减小，误差放大器频带将会变宽，当C2= 1 80pF 时，频带为20kHz。
2.三角波调试我们通过改变电容C4 值来改变频率。
变大电容值，频率变低；变小电容值，频率变高。
最终我们取C4为4700pF,使三角波频率约为100kHz。
3.比较器调试其关键操作是必须保证输入两信号的中心电压相同从而才能正确比较；方法是先将误差放大器输出波中心电压确定，通过调节R12来改变三角波中心电压。
4.死区时间采用示波器的双路通道，观察两个输出端的波形。
通过变换电阻和电容的大小，使两个小波形的高电平部分不会出现重合的部分，保证死区时间不会过小。
在整体调试时，采用上述方法来取得整体的最优效果。
5.高速门电路检测两桥臂的输出部分，观察其死区时间的大小。
应尽量保证死区时间小于调制脉宽的1/10，并注意输出电压的峰峰值应大于 4.8V ，否则，说明桥臂上的管子的速度不匹配。
信号变换电路及功率测量显示电路的调试参见总体设计部分及图3-1 所示。
6.测量结果分析（1 ）最大不失真输出功率为多少。
（2）输出正弦信号无明显失真时的3dB 通频带为多少。
（3）输入阻抗为多少，电压放大倍数为多少。
（4）在电压放大倍数为10 倍、输入端接地时测量低频噪声电压（20kHz 以下）为多少。
（5）在输出功率500mW 时测量的功率放大器效率为多少。
（6）输出功率为多少时，效率最高。
（7）在输出功率保持为200mW 时，电源电压最低可降到多少伏。