高效率开关电源设计实例
用uc3845b 设计开关电源实例
用uc3845b 设计开关电源实例Switching power supplies are widely used in various applications due to their high efficiency and compact design. One of the most common and popular control ICs used for designing switching power supplies is the UC3845B. This IC is known for its versatility and ease of use in various topologies such as flyback, forward, and boost.开关电源由于高效率和紧凑的设计而被广泛应用于各种领域。
在设计开关电源时常用的一个控制IC是UC3845B。
这个IC以其在飞行、正转和升压等各种拓扑结构中的通用性和易用性而闻名。
The UC3845B is a current mode PWM controller that operates at a fixed frequency and has a voltage feedforward design for improved transient response. It also has built-in soft start and frequency jitter features for reduced EMI emissions. These advanced features make the UC3845B a popular choice for designing efficient and reliable switch mode power supplies.UC3845B是一个固定频率工作的电流模式PWM控制器，具有电压前馈设计以提高瞬态响应。
基于单管正激式的高效率开关电源的设计
基于单管正激式的高效率开关电源的设计高效率开关电源是一种能够将输入电源有效地转换为所需输出电源的电力转换装置。
在实际应用中，高效率开关电源已经取代了传统的线性电源，更广泛地应用于各个领域。
一种常见的高效率开关电源设计是基于单管正激式的设计。
该设计方案具有简单、成本低廉、效率高等特点。
该设计方案的核心元件是一只功率MOS管（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）。
该MOS管作为开关，能够根据控制信号开启或关闭，从而实现电源的稳定输出。
MOS管的导通损耗较小，能够在高频率下工作，因此能够提高电源的转换效率。
设计方案的第一步是根据需要确定输入电源的范围和输出电源的需求。
通过采集输入电源的直流电压，可以确定MOS管的工作区间，从而选择合适的MOS管。
接下来，设计师需要根据输出电源的需求确定转换电路。
转换电路的核心是开关频率发生器，用于控制MOS管的开关频率。
开关频率的选择需要考虑到输出电源的负载特性和所需的转换效率。
通常情况下，开关频率越高，转换效率越高，但开关损耗也会增加。
在设计过程中，还需要考虑到输出电源的稳定性和电源滤波的问题。
稳压器是非常重要的一个模块，用于确保输出电压的稳定性。
电源滤波是为了减少开关频率带来的干扰和噪音，提高输出电源的纯净度。
最后，设计师需要进行电路模拟和实验验证。
通过电路模拟软件，可以模拟不同工作条件下的电源转换效率和稳定性。
随后，可以通过实验验证电路的性能，并对其进行调整和优化。
总结起来，基于单管正激式的高效率开关电源设计是一项复杂但非常有挑战性的任务。
设计师需要充分了解输入电源和输出电源的需求，合理选择核心元件和电路拓扑，进行模拟和实验验证，最终实现高效率的电源转换。
这种设计方案在各个领域中都有着广泛的应用前景。
高效率开关电源设计8
高效率开关电源设计8引言高效率开关电源是现代电子设备中常见的电源类型，具有高效率、小体积和轻量化等优点。
本文将介绍高效率开关电源的设计要点和最佳实践，帮助读者了解如何设计高效率开关电源。
1. 开关电源的工作原理开关电源是通过将输入电压以高频开关的方式转换成需要的输出电压的一种电源。
其主要组成部分包括输入滤波电路、变换器、输出滤波电路和控制电路。
开关电源的工作原理如下：1.输入滤波电路：用于去除输入电压中的杂波和干扰，保证输入电压的稳定性和纹波较小。
2.变换器：通过高频开关将输入电压转换成需要的输出电压。
变换器中的主要元件有开关管、变压器和电感。
3.输出滤波电路：用于去除输出电压中的纹波，获得稳定的输出电压。
4.控制电路：用于控制开关电源的输出电压和电流，保证稳定的输出。
2. 高效率开关电源设计要点为了设计高效率的开关电源，需要注意以下几个要点：2.1 选择高效率元件在选择开关管、变压器和电感等关键元件时，应选择具有低导通和开关损耗的元件。
常见的高效率元件包括金属氧化物半导体场效应管（MOSFET），具有低导通和开关损耗的特点。
2.2 优化开关频率和占空比开关频率和占空比是影响开关电源效率的重要参数。
合理选择开关频率和占空比，可以减小开关输变换器中的损耗，提高效率。
2.3 降低纹波和噪声纹波和噪声是开关电源中常见的问题，会对电子设备的正常工作造成干扰。
通过合理设计输出滤波电路和减小开关电源的输出纹波和噪声，可以提高开关电源的效率。
2.4 采用高效率的控制策略控制策略对于开关电源的效率和稳定性非常重要。
采用高效的控制策略，可以减小开关电源在不同负载情况下的损耗，提高效率。
3. 高效率开关电源设计实例下面通过一个实例演示如何设计高效率开关电源：3.1 设计要求设计一个5V输出电压的开关电源，输入电压为12V，输出电流为2A。
要求开关电源的效率大于90%。
3.2 设计步骤1.选择适合的变换器拓扑结构，如反激式变换器或降压变换器。
新型开关电源优化设计与实例详解
新型开关电源优化设计与实例详解以新型开关电源优化设计与实例详解为标题，本文将从新型开关电源的基本原理、设计优化的方法以及实例分析等方面进行详细阐述。
一、新型开关电源的基本原理开关电源是一种将交流电转换为直流电的电源装置，其基本原理是通过开关管的开关动作来实现电源的开关控制。
传统的开关电源在工作过程中存在一些问题，如功率损耗大、效率低、噪声大等。
为了克服这些问题，新型开关电源采用了一些优化设计方法。
二、新型开关电源的设计优化方法1. 降低功率损耗：通过采用功率开关管的低导通电阻材料和优化电路设计，降低功率开关管的导通电阻，从而减少功率损耗。
2. 提高效率：采用高效的开关控制器和高效的变压器设计，减少能量的损耗，提高开关电源的转换效率。
3. 降低噪声：通过优化电路布局和选择低噪声元件，减少开关电源的噪声产生，提高工作环境的舒适性。
4. 提高稳定性：采用先进的控制算法和稳压电路设计，提高开关电源的稳定性，减少输出波动。
5. 减小体积：通过优化元件布局和采用高集成度的芯片设计，减小开关电源的体积，提高电源的集成度和便携性。
三、新型开关电源的实例分析以一款新型开关电源为例进行分析，该开关电源采用了先进的控制算法和高效的变压器设计，具有以下特点：1. 高效率：通过优化的开关控制器和变压器设计，该开关电源的转换效率达到了90%以上，相比传统开关电源提高了20%以上。
2. 低噪声：采用低噪声元件和优化的电路布局，该开关电源的噪声水平明显低于传统开关电源，提高了工作环境的舒适性。
3. 稳定性强：通过先进的控制算法和稳压电路设计，该开关电源的输出稳定性非常好，输出波动小于1%。
4. 小巧便携：采用高集成度的芯片设计和优化的元件布局，该开关电源的体积明显减小，非常适合便携式设备的使用。
以上是对新型开关电源优化设计与实例的详细阐述。
通过采用优化设计方法，新型开关电源在功率损耗、效率、噪声、稳定性和体积等方面都得到了显著提升，满足了现代电子设备对电源的高要求。
开关电源典型设计实例精选
开关电源典型设计实例精选
开关电源是一种常见的电源设计，它能够将输入电压转换为稳定的输出电压，常用于各种电子设备中。
以下是一些典型的开关电源设计实例：
1. Buck转换器，Buck转换器是一种常见的开关电源设计，它能够将高电压降低为稳定的较低电压。
这种设计常用于需要较低输出电压的应用，例如移动设备充电器和电源适配器。
2. Boost转换器，Boost转换器则是将输入电压升高为稳定的输出电压，常用于需要较高输出电压的场合，比如LED驱动器和太阳能电池充电器。
3. Buck-Boost转换器，Buck-Boost转换器能够实现输入电压的升压和降压，因此在需要输出电压高低变化范围较大的场合下应用广泛，比如电动汽车充电器和太阳能储能系统。
4. Flyback转换器，Flyback转换器是一种常见的离线开关电源设计，适用于输出功率较低的应用，例如家用电子设备和通信设备。
5. LLC谐振转换器，LLC谐振转换器结构简单，具有高效率和低电磁干扰等优点，适用于中高功率的电源设计，例如工业设备和服务器电源。
以上是一些典型的开关电源设计实例，每种设计都有其适用的场合和特点，工程师在实际设计中需要根据具体要求选择合适的设计方案。
希望以上信息能够对你有所帮助。
如何设计高效率开关电源
如何设计高效率开关电源开关电源中广泛用于我们的生活中，高效率的开关电源越来越受市场的青睐。
如何提高电源效率，成了电源设计时的重大课题。
本文将为你解读NTC 热敏电阻的使用方法，以及通过减小NTC 自身损耗提升电源效率的方法。
下图是一个较为完整的开关电源框架图：包括EMI 电路，输入，输出整流电路，PFC 电路，PWM 驱动电路,保护电路，变压器转换等。
想要提高开关电源的效率，首先需要了解开关电源在工作中存在哪些地方的损耗。
开关电源的损耗主要有输入整流器损耗，开关管损耗和缓冲电路损耗，控制，检测驱动和保护电路损耗，变压器和电感损耗，滤波电容器的损耗，多级电源变换的损耗，不合理控制方式的损耗，线路损耗等。
如何使用用继电器减小热敏电阻(NTC)损耗：在AC-DC 的开关电源设计中，工程师常常会在到AC 输入端加个热敏电阻（NTC ）来降低电源启动时浪涌电流冲击给电源带来的损害。
事实上热敏电阻在电源正常工作后电流持续流过会给电源带来一定的损耗。
比如使用一个25℃时为10Ω的NTC 热敏电阻，假设滤波电容的等效串联电阻为1Ω，那么浪涌电流的大小将相应的降到十分之一左右，可见NTC 的阻值越大限制浪涌电流的效果越好。
但是NTC 得阻值越大相对应的给电源带来的损耗也就越高。
如下图所示电路：LN上图所示的是一个输出100W 的AC-DC 电源前端电路的一部分，假设Z1使用一个25℃时为10Ω的NTC,在刚接通电源时，NTC 电阻将会有2W 左右的功率损耗：I 平均=P 总/V 有效值=100w/200V=0.45AP损耗=I平2*R=0.45A*0.45A*10=2W随后随着电流流过NTC热敏电阻，温度逐步升高，使用负温度系数的电阻在温度达到85℃的时候，电阻将会降到2Ω左右，在热敏电阻上长期损耗将会在0.4W左右。
假设100W 开关电源效率为80%，那么热敏电阻上损耗的占比将会是[0.4W/(100W/0.8)]*100%=0.32%。
高效率开关电源设计4
最高电源电压和最大负载时开关管 漏-源极电压波形
电源电压在180 VAC时效率与输出功率的关系
电源电压在240 VAC时效率与输出功率的关系
满负载的开关管栅极电压与漏极电 压波形（180V、输入时）
中等负载的开关管栅极电压与漏极 电压波形
轻负载
空载的开关管栅极电压与漏极电压 波形
加强做责任心，责任到人，责任到位 才是长 久的发 展。20.11.820.11.8Sunday, November 08, 2020 人生得意须尽欢，莫使金樽空对月。15:58:1615:58:1615:5811/8/2020 3:58:16 PM 安全象只弓，不拉它就松，要想保安 全，常 把弓弦 绷。20.11.815:58:1615:58Nov-208-N ov-20 重于泰山，轻于鸿毛。15:58:1615:58:1615:58Sunday, November 08, 2020 安全在于心细，事故出在麻痹。20.11.820.11.815:58:1615:58:16November 8, 2020 加强自身建设，增强个人的休养。2020年11月8日下 午3时58分20.11.820.11.8 追求至善凭技术开拓市场，凭管理增 创效益 ，凭服 务树立 形象。2020年11月8日 星期日 下午3时58分16秒15:58:1620.11.8 专业精神和专业素养，进一步提升离 退休工 作的质 量和水 平。2020年11月下午3时58分 20.11.815:58N ovember 8, 2020 时间是人类发展的空间。2020年11月8日星期 日3时58分16秒15:58:168 November 2020 科学，你是国力的灵魂；同时又是社 会发展 的标志 。下午3时58分 16秒下 午3时58分15:58:1620.11.8 每天都是美好的一天，新的一天开启 。20.11.820.11.815:5815:58:1615:58:16Nov- 20 人生不是自发的自我发展，而是一长 串机缘 。事件 和决定 ，这些 机缘、 事件和 决定在 它们实 现的当 时是取 决于我 们的意 志的。2020年11月8日 星期日 3时58分16秒 Sunday, 感情上的亲密，发展友谊；钱财上的 亲密， 破坏友 谊。20.11.82020年11月8日星 期日3时58分16秒20.11.8
基于单管正激式的高效率开关电源的设计
基于单管正激式的高效率开关电源的设计高效率开关电源是一种电子电源，通过使用开关器件（如晶体管或MOSFET）以高效地转换输入电源的电压至所需的电压输出。
相比传统的线性电源，开关电源具有更高的效率和更小的体积。
本文将基于单管正激式的高效率开关电源进行设计。
首先，我们需要选择适合的开关器件。
常用的开关管有MOSFET和BJT。
在本设计中，我们选择使用MOSFET。
MOSFET具有较低的导通电阻和较高的开关速度，能够提供更高的效率。
接下来，我们需要设计正激式电源的基本电路。
正激式电源通常由脉宽调制（PWM）控制器、功率开关、功率变压器和输出滤波器等组成。
PWM控制器用于控制功率开关的开关信号，调整输出电压和电流。
常见的PWM控制器有TL494、SG3525等。
选择合适的PWM控制器并根据设计要求进行参数设置。
功率开关是用来控制输入电源与输出负载之间的连接和断开。
在本设计中，我们采用MOSFET作为功率开关，使用PWM控制器的输出信号来控制MOSFET的导通和截止。
功率变压器用于变换输入电压至所需的输出电压。
根据设计参数和要求，选择合适的功率变压器，并计算出合适的变比。
输出滤波器用于滤除开关频率的高频噪声，并平滑输出电压。
常见的输出滤波器包括电容滤波器和电感滤波器。
根据设计要求选择合适的滤波器并进行参数计算。
在设计过程中，需要对电源的输入电压范围、输出电压和电流进行仔细的选择和计算。
同时，需要考虑电源的功率损耗和效率。
通过合理的设计和选择，可以实现高效率的开关电源。
最后，为了确保设计的可靠性和安全性，需要进行电路的模拟和实际验证。
通过使用仿真软件进行模拟和调试，可以预测和解决潜在的问题。
同时，进行实物电路的组装和测试，验证设计的性能和参数是否满足要求。
综上所述，基于单管正激式的高效率开关电源的设计需要选择适合的开关器件、设计基本电路和参数，并进行模拟和实际验证。
通过合理的设计和选择，可以实现高效率、稳定和可靠的开关电源。
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高效率开关电源设计实例 1 0 W同步整流Buck变换器以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。
有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。
采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。
在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。
10W同步整流Buck变换器应用此设计实例是PW履计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器（板载的10W降压Buck变换器）。
在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。
为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。
很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。
例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3/4设计会被丢弃。
这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。
更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的（见图20的电路图）。
设计指标输入电压范围：DC+10- +14V输出电压：DC+5.0V额定输出电流：2.0A过电流限制：3.0A输出纹波电压：+30mV (峰峰值)输出调整：土1%最大工作温度：+40 C“黑箱”预估值输出功率：+5.0V *2A=10.0W最大)输入功率：Pout/估计效率=10.0W^0.90=11.1W功率开关损耗(11.1W-10W) * 0 . 5=0.5W续流二极管损耗：(1I.IW-10W) *0.5=0.5W输入平均电流低输入电压时11.1W / 10V=1.1IA高输入电压时：11.1W/ 14V=0. 8A估计峰值电流：1 . 4lout(rated)=1 . 4X 2. 0A=2. 8A 设计工作频率为300kHz。
电感设计(参见正激式滤波扼流圈的设计)最恶劣的工作情况是在高输入电压时 Vi n(max) -- 可能的最大输入电压。
Vout --- 输出电压。
lout(mi n) -- 最小负载时的电流。
fsw ---- 工作频率。
电感是个环形表面封装元件，市场上有多种标准表面封装的电感， 这里选择的是Coileraft 公司的 D03340P-333(33 卩 H)。
功率开关和同步整流器MOSFE 的选择功率开关：功率开关要用一个变压器耦合的 N 沟道功率MOSFET 这里打算使用一个S0-8 封装的双N 沟道MOSFET 以节省PCB 空间。
最大输入电压是 DCI4V 。
因此，可以选用 V DSS 不低于DC+30V 峰值电流是2. 8A 的MOSFET选择过程的第一步是确定所用 MOSFE 的最大R)S (on )，通过热模型可以确定这个值，最大的 R)S(on)可由下式得到：同时希望器件的耗散功率小于 1W 所以估计的FU (o n)应小于所以选 FDS6912A 双 N 沟道MOSFET 它是S0-8封装，10V 栅极电压时的导通电阻为 28mQ 。
同步二极管：要用一个大约是同步MOSFE 连续额定容量的30%的肖特基二极管与 MOSFET 内部二极管并联，30V 时约为0. 66A 。
这里使用MBRSl30该二极管在流过0. 66A 时有0. 35V 的正向压降厲一 咋丿 ^(DHK))11.4x0.5^x300^ -式中MOSFE, 可替换的元件：在写本书时，仙童半导体公司出品了一个集成的肖特基二极管和肖特基二极管直接并在MOSFE的硅片上（syncFET）。
Sy ncFET有一个40mQ N沟道MOSFET与一个28mQ SyncFET —起封装，型号为FDS6982S 输出电容（参见输出级的设计）二142nF输出电容值由下列公式确定: 输入和输出滤波电容主要考虑的是流入电容的纹波电流。
在这个实例中，纹波电流和电感交流电流是相同的，电感电流最大值限定在2. 8A,纹波电流峰峰值为1. 8A,有效值大约为O. 6A（约为峰峰值的1/3）。
采用表面安装钽电容，因为它的ESR只有电解电容的10%〜20%。
在环境温度+85°C=时,电容将降额30%使用最佳的电容是来自AVX公司的，它的ESR非常低，因此可以适应很高的纹波电流，但这是很特殊的电容。
在输出端可将下列两种电容并在一起。
AVXTPSEI07M01R0150 1OOF(20 %)，10V, 150mQ，O. 894A(有效值)TPSE107M01R0125 1(/ 卩F(20 %)，10V, 125mQ, 0. 980A(有效值)Nichicon :F750A107MD 10(0 F(20%) , 10V, 120mQ, 0. 92A(有效值)输入滤波电容（见功率因数校正）这个电容要流过与功率开关相同的电流，电流波形是梯形的，从最初的1A很快上升到2.8A 它的工作条件比输出滤波电容恶劣得多。
可把梯形电流看成两个波形的叠加来估计有效值：峰值1A的矩形波和峰值1. 8A的三角波，产生大约1. 1A的有效值。
电容值由下式计算：f sw j x 0.5电压越高，电容值越低。
电容由两个1OQF电容并联而成，它们是：AVX每个系统需两个）：TPSI07M020R0085l00u F（20 %），20V, 85mQ, 1. 534A（有效值）TPSI07M020R020U00 卩F（20 %），10V, 200mQ，1. 0A（有效值）选择控制IC芯片（U1）期望的buck控制IC芯片的特性是：1.直接从输入电压即可启动的能力。
2.逐周电流限制。
3.图腾柱MOSFE驱动器。
4.功率开关和同步整流器MOSFE之间延时的控制市场上绝大部分同步buck控制器都是用于+5〜+1. 8V微处理器调整电源的（如，+12V的V dd和+5V的V n）。
也有很多IC芯片可以提供足够的功能，使用者可以根据应用来选择这些功能。
在选择时，初选了两家加利福尼亚公司的产品，发现只有一种IC适合这种要求，就是Unitrode /TI 的UC3580-3电压误差放大器的内部基准是2. 5（1 ±2. 5%）V。
设定工作频率（R7、R和C8）R给定时电容C8充电，而R给定时电容放电。
首先，要确定变换器最大占空比。
因为输出电压大约是最低输入电压的50%，所以选择最大占空比为60%。
最大占空比二迢/（局+1.25??；）从数据手册得或兔m禺充电时间最大值是0. 6/300kHz或2卩s。
参数表上定时电容值lOOpF略偏小不会耗散太鸟二 2.0坤/lOOpF 二20 疋0多能量。
这里采用这个值，因此民的值是禺=（20也）/IE = 10.662（取120伏-秒限制器（R4和G）这个IC芯片有前馈最大脉宽限制功能。
当输入电压增加时，Buck变换器工作脉宽会减少。
RC 振荡器直接与输入电压相接，并且它的定时值与输入电压成反比。
它的定时时间设成比工作脉宽长30%。
如果伏•秒振荡器定时时间到了，而调整单元仍旧导通，则调整单元会被关断。
G也取lOOpF,因为它的定时和振荡器一样，所以R4大约是47kQ设定调整单元和同步整流器MOSFE之间的死区时间根据MOSFE功率开关节可以进行开通和关断延时的计算，但仍需要在最初调试时调整F6（死区设定电阻）的值。
开始设成lOOns比较好，典型的MOSFE开通延时是60ns, 100ns可以保证不会有短路电流。
IC所产生的死区延时是不对称的。
从数据手册的图表上看，100kQ电阻产生开通延时大约为IIOns,关断延时为180ns。
在最初调试阶段就要设法减少这些延时。
延时使得二极管导通的时间太长，损耗就高，但还是工作在安全区。
栅极驱动变压器的设计（T1）栅极驱动变压器是一个简单的1:1正激式变压器。
对变压器没有特别的要求，因为它是小功率、交流耦合（双向磁通）的300kHz变压器。
用0.4in(10mm)的铁氧体磁环就足够了，如TDK公司的K s TIOX 2. 5X 5(B sat是3300G)，或Philips 公司的266T125-3D3(B sat 是3800G)。
从磁性元件的设计可知，产生1000G（0. 1T）或0. 3£的匝数是X10S12/x!0s4x300?Zfcxl000Gx0.06c^2= 16. 6匝〈取整17匝〉栅极驱动变压器用两根相同导线（约#30AWG并绕。
为了方便，变压器绕在一个四引脚“鸥翅型”（gull wing）表面安装骨架上。
电流检测电阻（R15）和电压检测电阻分压器（R11和R3）芯片只提供了一个最小0.4V阈值的关断引脚。
这里打算采用一个备用的过电流保护模式。
为了尽可能减小电流检测电阻的尺寸，将采用电流反馈检测电路的一种变型。
此处，0. 35V 是电压检测电阻分压器（R14）上的压降。
那么R5为R15 =0.05V/3A=16.6m Q （取20mQ ）戴尔（Dale）电阻是WSL-2010-02-05。
设定流过电压检测电阻分压器的电流约为1. 0mA这样R13和R4的总电阻是臥=2.5V/1.0mA=2.5k QRl4为R4=0。
35V/1.0mA =350 Q （取360 Q ）则R为R13 =2.5k Q -360 Q =2.14k Q （取2.15k Q ,1%精度）则Rn为Rn = （5.0V-2.5V ）/1mA =2.5k Q （取2.49k Q ,1%精度）电压反馈环补偿（见反馈补偿器）这是一个电压型正激式变换器。
为了得到最好的瞬态响应，将采用双极点、双零点补偿法确定控制到输出特性：输出滤波器极点由滤波电感和电容决定，且以-40dB/dec穿越OdB= 195 9的线。
它的自然转折频率是输出滤波电容引起的零点(ESR是两个150mQ并联)是# ——_______ *________ — ] 06107^' 功率电路直流绝对增益是a rc= 20 lg(A^) = 13.6^5计算误差放大器补偿极点和零点选择15kHz穿越频率能满足大部分的应用场合，这使得瞬态响应时间约为200卩s fx°=15kHz首先，假定最终闭合回路补偿网络以-20dB / dec下降，为获得15kHz穿越频率，放大器必须提高输入信号增益，即提高博德图中的增益曲线。
G o=20lg(f xo/f fp)-G DC=20lg(15kHz/1959Hz)-13.6dBG o=G2=+4.1 dBA°=A2=1.6 dB （绝对增益）这是中频段（GJ所需的增益，以获得期望的穿越频率。
补偿零点处的增益是:=-16.5dBA i =0.15 （绝对增益）为补偿两个滤波器极点，在滤波器极点频率的一半处放置两个零点：心=九=救圧第一个补偿极点置于电容的ESR频率处（4020Hz）: -：' !「&第二个补偿极点用于抑制高频增益，以维持高频稳定性：' 1 "现在可以开始计算误差放大器内部的元件值，见图19曲f弋立图19 1曲同步藜淞*k变换JB节设讣实例的福频和相频特性博椁图1｝同摆酗&变険器診増花胡的輻隹=0.0026坪(取0.0027pF)R lfJ=斗呂i = 0.15 x 2.59^2 = 373Q(^(360Q)2^£17?10- 2^xl0610fex360Q=0.042/^ (取 O.fbMF)R[2 =心/X3 = 360Q/l.6 = 2230(取220Q)_ 2宀15雄匚1*6；2.49血1 ________2^x22.5^x2200= 0.31/J^ (取0.33/jy)最终所设计的电路见图20。