高频电子线路 第四章
高频电子线路(第二版)课件 第四章
U b jX 2 I U c jX 1 I
因此X1、 X2应为同性质的电抗元件。
(4-22a)
(4-22b)
综上所述，从相位平衡条件判断图4-5电路能否振荡的原 则为： (1) X1、 X2应为同性质的电抗元件。 ——即与晶体管发射 极相连的两个电抗元件性质相同，要么均为感性元件，要么 均为容性元件。 (2) X3与X1、 X2的电抗性质相反。——即与晶体管基极相 连的两个电抗元件性质相反。 可以简称为：“射同余异”或“射同基反”。
图 4-6两种基本的三端式振荡器
(a) 电容反馈振荡器;
(b) 电感反馈振荡器
图4-6 (b)中X1和X2为感性, X3为容性, 满足三端式振荡 器的组成原则, 反馈网络是由电感元件完成的, 称为电感 反馈振荡器, 也称为哈特莱(Hartley)振荡器。
V X1 C2 X3 L (a) X2 C1 L2 X1 X3
第4章 正弦波振荡器
4.1 反馈振荡器的原理 4.2 LC方法
4.5 石英晶体振荡器
4.6 振荡器中的几种现象
4.1 反馈振荡器的原理
一、反馈振荡器的原理分析 1、反馈振荡器的组成 反馈振荡器由放大器和反馈网络两大部分组成。
反馈型振荡器的原理框图如图4-1所示。由图可见,
式中的L为回路的总电感, 由图4-9有
L L1 L2 2 M
1 LC gie ( goe g )( L1L2 M 2 ) L
(4-31)
实际上，由相位平衡条件分析, 振荡器的振荡频率表达式为
1
(4-32)
2、起振条件
工程上在计算反馈系数时不考虑gie的影响, 反馈系数的 大小为 L2 M K F G ( j ) (4-33) L1 M 由起振条件分析, 同样可得起振时的gm应满足
高频电子线路最新版课后习题解答第四章 高频功率放大器习题解答
思考题与习题4.1 按照电流导通角θ来分类，θ=180度的高频功率放大器称为甲类功放，θ>90度的高频功放称为甲乙类功放，θ=90度的高频功率放大器称为乙类功放，θ<90度的高频功放称为丙类功放。
4.2 高频功率放大器一般采用LC谐振回路作为负载，属丙类功率放大器。
其电流导通角θ<90度。
兼顾效率和输出功率，高频功放的最佳导通角θ= 60～70 。
高频功率放大器的两个重要性能指标为电源电压提供的直流功率、交流输出功率。
4.3 高频功率放大器通常工作于丙类状态，因此晶体管为非线性器件，常用图解法进行分析，常用的曲线除晶体管输入特性曲线，还有输出特性曲线和转移特性曲线。
4.4 若高频功率放大器的输入电压为余弦波信号，则功率三极管的集电极、基极、发射极电流均是余弦信号脉冲，放大器输出电压为余弦波信号形式的信号。
4.5 高频功放的动态特性曲线是斜率为1-的一条曲线。
R∑υ对应的静态特性曲线的交点位于放大区就4.6对高频功放而言，如果动态特性曲线和BEmaxυ称为欠压工作状态；交点位于饱和区就称为过压工作状态；动态特性曲线、BEmax 对应的静态特性曲线及临界饱和线交于一点就称为临界工作状态。
V由大到小变化时，4.7在保持其它参数不变的情况下，高频功率放大器的基级电源电压BB功放的工作状态由欠压状态到临界状态到过压状态变化。
高频功放的集电极V（其他参数不变）由小到大变化时，功放的工作状态由过压状态到电源电压CCV（其它参数不变）由小临界状态到欠压状态变化。
高频功放的输入信号幅度bm到大变化，功放的工作状态由欠压状态到临界状态到过压状态变化。
4.8 丙类功放在欠压工作状态相当于一个恒流源；而在过压工作状态相当于一个恒压源。
集电极调幅电路的高频功放应工作在过压工作状态，而基级调幅电路的高频功放应工作在欠压工作状态。
发射机末级通常是高频功放，此功放工作在临界工作状态。
4.9 高频功率放大器在过压工作状态时输出功率最大，在弱过压工作状态时效率最高。
高频电子线路4
相位平衡的稳定条件:
∂ϕ Z ∂ω
< 0
ω =ω C
物理意义:平衡点并联谐振 物理意义 回路的相频特性为负斜率.
并联回路的相频特性
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总结:
起振条件
A0 F > 1
ϕ A + ϕ F = 2nπ (n = 0,1,2L)
平衡条件
AF = 1 ϕ A + ϕ F = 2nπ (n = 0,1,2L)
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反馈型LC LC振荡原理 第二节 反馈型LC振荡原理
一、组成
反馈型LC振荡器是由调谐放大器和正反馈网络构成.
调谐放大器
ωc
①放大器必须是调谐 放大器,具有选频滤波 放大器 具有选频滤波 的功能 ②反馈网络必须 是正反馈
& A
条件 正反馈网络
& F
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4、振荡频率的估算 、
ω0 =
1 LCΣ
' C1'C2 其中： CΣ = ' ' C2 + C2
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三、电感反馈振荡电路
1、电路形式 、
它是利用并联谐振回路中的 电感分压实现正反馈的。 电感分压实现正反馈的。由 于晶体管的三个极分别连接 于回路电感的三端， 于回路电感的三端，称为电 感三点式振荡器， 感三点式振荡器，也称为哈 特莱（ 特莱（Hartley）振荡器。 ）振荡器。
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高频电子线路4章17节201310精品文档
Av
-
p1 p 2 y fe Y
-
p1 p 2 y fe
G p
j( C
1) L1
Y
A vop1G p2pyfeGpp 1g po 21y fegi2
+ Vo
CΣ
G′ p
L1
-
为了获取最大功率增益，应适当地选取p1和p2的值，使负 载导纳YL能与晶体管电路的输出导纳相匹配。匹配条件是：
C
Gp L1 C′i2 g′i2
+ Vo
-
-
yo1 p12yoe
YL p12YL
Y
CΣ
G′ p
L1
p 1 N N 1 p 2 N N 2G p G p g o 1 g i2C C C o 1 C i 2
Yp1 2(yoeYL )
A v V V oi11
yfe yoeYL
p12yfe Y
20
晶体管
a
+
N
负载YL
Io1 yfeVi1
+ Vo1
1 go1 Co1 Y′L Vo C Gp
N1
-
-
L1
+
N2 Vi2 L2 -
Ci2 gi2
2
b
从上图可知，本级的实际电压增益是：
Av V Vii12
(N NV12i)1Vo1
N1
-
-
L1
+
N2 Vi2 L2 -
2
b
(b) 等效电路
Ci2 gi2
图4.3.1 单调谐回路谐振放大器的原理性电路与等效电路
18
4.3.1 电压增益Av
高频电子线路 第四章 2
第4章
正弦波振荡器
第二节
LC振荡器 振荡器
一般情况： 一般情况：
g
ie
( g
ω
2 0
g o e + C 1 C 2'
' L
)
< < 1
1 LC
工程估算近似认为： 工程估算近似认为：
ω1 ≈ ω o =
满足以上条件： 满足以上条件：
ϕ f = 0, ϕ F = 0
根据ϕL = 0
ω1 =
C 1C 2 1 ,C = C1 + C 2 LC
1 + g′ ) + g ie k F L kF
由不同的电路求得的值也不相 、 由不同的电路求得的值也不相
k 、g L
F
高频电子线路
第4章
正弦波振荡器
第二节
LC振荡器 振荡器
3、振荡角频率 1/ LC 、 kF不宜太大也不宜太小，否则导致停振。 不宜太大也不宜太小，否则导致停振。 一般取k 一般取 F=0.1～0.5， 起振时 ω)=3 ～5 ～ ， 起振时T( 电容三点式和电感三点式区别参考P125 电容三点式和电感三点式区别参考
结论： 结论： 1、判断三点式振荡器是否可能振荡的方法：在电路供电 、判断三点式振荡器是否可能振荡的方法： 正确前提下 判断电路是否满足三点式电路的构成法则 前提下， 三点式电路的构成法则。 正确前提下， 判断电路是否满足三点式电路的构成法则。 2、无论是什么形式的三点式振荡器——振幅的起振条件 、无论是什么形式的三点式振荡器 振幅的起振条件 均 应满足： 应满足： g m ≥ ( g oe 不同的仅仅是 同。
V X1 C2 X3 L X2 C1 L2 X1 X3
高频电子线路-第4章--习题答案
第4章 正弦波振荡器4.1 分析图P4.1所示电路，标明次级数圈的同名端，使之满足相位平衡条件，并求出振荡频率。
[解] (a) 同名端标于二次侧线圈的下端601260.87710Hz 0.877MHz 2π2π3301010010f LC--===⨯=⨯⨯⨯(b) 同名端标于二次侧线的圈下端606120.77710Hz 0.777MHz 2π1401030010f --==⨯=⨯⨯⨯(c) 同名端标于二次侧线圈的下端606120.47610Hz 0.476MHz 2π5601020010f --==⨯=⨯⨯⨯4.2 变压器耦合LC 振荡电路如图P4.2所示，已知360pF C =，280μH L =、50Q =、20μH M =，晶体管的fe 0ϕ=、5oe 210S G -=⨯，略去放大电路输入导纳的影响，试画出振荡器起振时开环小信号等效电路，计算振荡频率，并验证振荡器是否满足振幅起振条件。
[解] 作出振荡器起振时开环Y 参数等效电路如图P4.2(s)所示。
略去晶体管的寄生电容，振荡频率等于0612Hz =0.5MHz 2π2π2801036010f LC--==⨯⨯⨯略去放大电路输入导纳的影响，谐振回路的等效电导为5661121042.7μS 502π0.51028010e oe oe o G G G G S S Q Lρω--=+=+=⨯+=⨯⨯⨯⨯⨯由于三极管的静态工作点电流EQ I 为12100.712330.6mA 3.3k EQV I ⨯⎛⎫-⎪+⎝⎭==Ω所以，三极管的正向传输导纳等于/0.6/260.023S fe m EQ T Y g I U mA mV ≈===因此，放大器的谐振电压增益为o muo eiU g A G U -==而反馈系数为f oU j M M F j L LU ωω-=≈=-这样可求得振荡电路环路增益值为60.023203842.710280meg M T A F G L -====⨯ 由于T >1，故该振荡电路满足振幅起振条件。
高频电子线路v第四章习题解答
4-1 如图是用频率为1 000 kHz 的载波信号同时传输两路信号的频谱图。
试写出它的电压表达式，并画出相应的实现方框图。
计算在单位负载上的平均功率P av 和频谱宽度BW AM 。
解：(1)为二次调制的普通调幅波。
为二次调制的普通调幅波。
第一次调制：调制信号：F = 3 kHz 载频：f 1 = 10 kHz ，f 2 = 30 kHz第二次调制：两路已调信号叠加调制到主载频f c = 1000 kHz 上。
上。
令 W = 2p ´ 3 ´ 103 rad/sw 1 = 2p ´ 104rad/sw 2= 2p ´ 3 ´ 104rad/s w c = 2p ´ 106rad/s第一次调制：v 1(t ) = 4(1 + 0.5cos W t )cos w 1tv 2(t ) = 2(1 + 0.4cos W t )cos w 2t第二次调制：v O (t ) = 5 cos w c t + [4(1 + 0.5cos W t )cos w 1t + 2(1 + 0.4cos W t )cos w 2t ] cos w c t= 5[1+0.8(1 + 0.5cos W t )cos w 1t + 0.4(1 + 0.4cos W t )cos w 2t ] cos w c t (2) 实现方框图如图所示实现方框图如图所示(3) 根据频谱图，求功率。
根据频谱图，求功率。
○1 载频为10 kHz 的振幅调制波平均功率的振幅调制波平均功率 V m01 = 2V ，M a1 = 0.5W 5.4)211(2W 22121a 01av1201m 01=+===M P P V P ；○2 f 2 = 30 kHz V m02 = 1V ，M a2 = 0.4W 08.1)211(2W 5.02122a 02av2202m 02=+===M P P V P ； ○3 主载频f c = 1000 kHz V m0 = 5VW 5.122120m 0==V P总平均功率P av = P 0 + P av1 + P av2 = 18.08 W ○4 BW AM 由频谱图可知F max = 33 kHz得BW AM = 2F = 2(1033 -1000) = 66 kHz4-3 试画出下列三种已调信号的波形和频谱图。
CHAP4高频电子线路ppt
Cb
V
C Cb Lb Ec (a)
L V Ec
Lb C L1 Cb 1
(b)
图 3 ─ 25 集电极馈电线路两种形式 (a) 串联馈电; (b) 并联馈电
2．基极馈电线路 基极馈电线路也有串联和并联两种形式。 图3 ─ 26示出了几种基极馈电形式, 基极的负偏压既可以是外 加的, 也可以由基极直流电流或发射极直流电流流过电 阻产生。
图3 ─ 29是一超短波输出放大器的实际电路, 它工 作于固定频率。
＋22.5 V
3DA21C V
Cb
L1
L2
C1
C2
图 3 ─ 29 一超短波输出放大器的实际电路
2． 耦合回路 图3 ─ 30是一短波发射机的输出放大器， 它采用 互感耦合回路作输出电路, 多波段工作。
M Cb C1 K
V1
L3
4.5 高频功放、功率合成与射频 模块放大器
4.5.1 D类高频功率放大器 1. 电流开关型D类放大器 图3 ─ 32是电流开关型D类放大器的原理线路和波 形图， 线路通过高频变压器T1, 使晶体管V1、 V2获得 反向的方波激励电压。
1
Hale Waihona Puke 2 2[(Um uces ) cost uces ]dt
1 PL U A ( 2 I c1 ) 2 P 1 2
A′ A RA RT1 B′ B RB (a) T2 RT RL
RS . ES
. U1
T1
RA ′ . EA ′ RB ′ . EB
. UA ′
. UA′ /2 ＋ － RL ＋ . UA /2 ′ －
. UB ＝0 ′
(b)
图 3 ─ 35 同相功率合成器 (a) 交流等效电路; (b) B′信号源开路时的等效电路
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由于加到两个二极管上的控制电压u2是同相的,因此两个二极管的导通、截止时间是
对式(4-3)用三角函数公式展开为
(4-7)
可见,单频信号的调幅波由三个频率分量组成,即载波分量ωc、上边频ωc+Ω、 下边频ωc-Ω, 其频谱如图4-2所示。因此从频域的角度看,模拟调幅完成了将基 带信号的频谱线性搬移到载波频率的两侧,所以模拟调幅也被称为线性调幅。
实际应用中的基带信号都是包含多个频率的复杂信号,但其频谱结构应该是
(4-4) (4-5)
(4-6)
显然,式(4-6)也给出了一种测量调幅系数的方法,在实际中有着广泛的应用。可以 看出,调幅系数的大小决定了信号波峰和波谷的大小。特别要注意,当ma>1时,波谷 位置会小于零,显然此时信号的包络会产生失真,这种情况称为过调制。对于采用包 络解调的通信系统来说,这是需要避免的问题。
(4-9)
(2) 每个边频功率: (3) 基带信号一个周期内的平均总功率:
(4-10) (4-11)
4.2.2 抑制载波的双边带调幅和单边带调幅
由前面的分析可知,载波只是运载信息的工具,不包含有用信息,却占用了较大 的功率。为了减少不必要的功率浪费,提高功率利用率,可以只发射上、下边频, 而不发射载波,这种调制方式称为抑制载波的双边带调幅 (DoubleSideBand,DSB),其数学表示式为
相同的,中心位置是载波,上、下两个边带对称分布。
由上面的分析可知,对于普通调幅信号而言,调制后信号的带宽等于原基带信号
频带宽度的两倍,即
(4-8)
为了研究调幅波中各个频率分量的功率关系,通常将调幅波电压加在电阻R两 端。以单频调幅信号为例, 电阻R消耗的各频率分量对应的功率可表示如下:
(1) 载波频率:
第四章
4.1 概述 4.2 调幅信号的分析 4.3 幅度调制电路 4.4 幅度信号的解调电路 4.5 混频原理与分析 4.6 混频电路 4.7 混频干扰
4.1 概 述
幅度调制简称调幅,是指用基带信号控制载波信号幅度的调制方式。调幅是 最古老的信号调制方式之一,是莫尔斯电码通信后人类通信方式的一次革命性进 步,历史上最早的无线电广播就是采用幅度调制方式进行发送的。调幅广播始于 1906年由美籍加拿大发明家费森登建立的实验,直到第一次世界大战成为地方性 的广播电台。在接下来的十年获得了巨大发展,第一家商业调幅电台始于1920 年。一百多年后,在某些传统的通信系统中仍然广泛地使用着模拟信号的幅度调 制。学习幅度调制是理解各种现代高级调制技术的基础,本章将介绍常见的模拟 调幅方式与解调方式,同时对混频的原理及电路进行介绍。
4.2 调幅信号的分析
4.2.1 普通调幅
普通调幅波(AmplitudeModulation,AM)的出发点很简单,就是用需传送的信息
uΩ(t)去控制高频载波的振幅,使调制以后的信号的幅度随基带信号uΩ(t)的变化
而线性变化。 (4-1)
我们将u'm(t)称为包络函数。式(4-1)中,ka为比例系数,表示调制信号对载波信号 控制的强弱 一般情况下,通常都满足ωc≫Ω,则普通调幅波的数学表达式是
(4-12)
因为双边带信号不包含载波,它的全部功率都为边带占有,所以发送的全部 功率都载有信息,功率有效利用率高于AM制。因为两个边带的任何一个边带已 经包含调制信号的全部信息,所以可以进一步把其中的一个边带抑制掉,而只发 射一个边带,这就是单边带调幅波,用SSB表示,其数学表示式为
(4-13)
最简单的电路如图4-4所示,输入信号u1是小信号,控制信号(参考信号)u2是大信号,
两个信号相加作用在非线性器件二极管上。
忽略输出电压uo对回路的反作用,加在二极管两端的电压uD为
(4-15)
二极管可等效为一个受控开关,其特性可以近似用折线处理,如图4-5所示。我 们假设二极管在导通区电导为gD,控制电压是uD,回路电流为
由于u2=U2cosω2t,根据余弦函数的特性,故有
(4-19) (4-20) (4-21)
图4-6所示为u2与K(ω2t)的波形图。由图可见,这是一个单向开关函数。由此
可见,在前面的假设条件下, 二极管电路可等效为一线性时变电路,其时变电导
g(t)为
(4-22)
(4-23)
2. 二极管平衡调幅电路 前面的单二极管调幅电路虽然可以完成将两个信号相乘,但没用的频率成分 太多,对后级电路的滤波功能要求太高,实现起来会有很大难度。我们需要改进 电路以尽可能地减少没用的频率分量。图4-7(a)是二极管平衡电路的原理电
(4-2)
调幅指数
(4-3)
取决于基带信号与载波信号之间的大小比例关系。式(4-3)就是单频调制时的 普通调幅波的表达式。从基本的表达式来看,要实现调幅功能的关键是完成载波信 号与基带信号的相乘,也就是说需要有一个乘法器。因为乘法器是典型的非线性器 件,所以调幅电路肯定是一个非线性电路
由标准调幅信号的表达式可知,包络的最大值Ummax(波峰)和最小值Ummin(波 谷)分别为
路,它包括了两个性能一致的二极管及中心抽头变压器T1、T2。其Байду номын сангаас本简化原理
图可由图4-7(b)来表示。
与单二极管电路的条件相同,二极管处于大信号工作状态,二极管主要工作在截止 区和线性区,二极管的伏安特性可用折线近似U2≫U1,二极管开关主要受u2控制。 若忽略输出电压的反作用,则加到两个二极管的电压uD1、uD2分别为 (4-24)
(4-14)
4.3 幅度调制电路
4.3.1 低电平调幅电路
1. 单二极管开关状态调幅电路 当有两个大信号(其中一个是小信号,另一个是大信号)叠加于一个二极管上时,
二极管的导通或截止将完全受大振幅电压信号的控制,此时可近似认为二极管处于一 种理想的开关状态。利用这一点就可以实现将两个信号相乘,从而达到调幅的目的。
(4-16)
由前述已知u1≪u2,可认为二极管的开关状态主要由u2控制,可得
(4-17)
一般情况下,二极管的导通门限电压Up较小,有U2≫Up,进行近似分析时可以忽 略Up(也可在电路中加一固定偏置电压E,用以抵消Up的影响,在这种情况 下,uD=E+u1+u2),式(4-17)可进一步写为
(4-18)