通信原理-ch5
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北化通信电路原理ch05_3g
( )
q Lq 1 Q fq rq 2 Lq Cq
1 Cq f p p C q C0 C q C0 C0 2 Lq
Cq
q
0
1
2
p
C q C0
17
李晨 制作
通信电子电路
5.5.1 石英谐振器的基本特性（续2）
上图
第5章
3. 石英谐振器的基本特性 很高的等效品质因数 Q ：石英谐振器最大的特点是具有很大 的等效电感量和很小的损耗电阻。或者说石英谐振是具有很高 的等效品质因数，可达到（10 5 ～106 ）。 很小的接入系数 P：为小于 10-3量级，当外界电抗元件与之 相连接时，对石英谐振器的固有谐振特性的影响是十分微弱。
提高回路标准性的主要措施是选用高品质因数、高稳定性和 低温度系数、低吸水性的电容器与电感器。 等号右边的负号表示频率变化的方向与电抗变化的方向刚好 相反。如电感量加大，振荡频率将降低。
李晨 制作
10
通信电子电路
5.4.3 主要稳频措施（续1）
第5章
温度补偿法和温度隔离法：引起电抗元件电感量和电容量 变化最明显的环境因素是温度的变化。 • 温度补偿法：用具有负温度系数的瓷介电容器，接入由普 通的具有正温度系数的电感和电容组成的谐振回路。 • 温度隔离法：将电抗元件置于特制的恒温槽内，使槽内的 温度基本上不随外界环境温度的变化。 利用石英谐振器等固体谐振系统代替由电感、电容构成的电 磁谐振系统，它是高稳定度频率源的一个重要形式。 由于这种谐振系统构成的振荡器，不但频率稳定性好、频率准 确度高，而且体积、耗电均很小，因此，在许多领域已被广泛 地采用。 11
李晨 制作
通信电子电路
5.4.3 主要稳频措施（续2）
通信原理-Ch5-模拟调制系统(李建雄2012年版) (2)
第四章 信道
m(t)
+
×
SAM (t) [m(t) m0 ]cosct
m0 cosct
严谨 严格 求实 求是
第四章 信道
AM的优点是能采用包络解调，因此AM 调制的接收机非常简单。
AM的调制效率低，因为AM信号中存在 不携带信息的载波分量。为了提高调制的 效率，可将不携带信息的载波分量抑制掉， 只传输携带信息的两个边带，这就是抑制 载波双边带调制(DSB)。
§5.1 调制的分类
调制
按照 载波 类型
正弦波调制
按照 调制 信号
脉冲调制
模拟调制 数字调制
第四章 信道
t t
严谨 严格 求实 求是
第四章 信道
高频正弦波有三个参数：振幅、频率和相位， 所以根据调制信号所控制参数的不同，模拟连 续波调制可分为调幅、调频和调相。
幅度调制：用调制信号去控制高频载波振荡电 压的幅度，使其随调制信号呈线性变化的过程。
即ni (t) nc (t) cosct ns (t) sin ct
nc (t)和ns (t)均属于低频噪声
而no (t)是ni (t)乘以载波后再经过低通 的结果
ni (t) cosct [nc (t) cosct ns (t) sin ct]cosct
1 2
nc
(t)
f1(t) f2 (t)
1
2
F1 ( )
F2 ()
1 2
[M
(
c
)
sgn(
c
)
M
(
c
)
sgn(
c
)]
通信电路原理ch05_1
相位平衡条件：
对于所有的振荡器，得出的振荡平衡条件为：
A
F 2n
( j ) F ( j ) 1 A 0 0
(
A( 0 ) F ( 0 ) 1
0
) A F 2n
n 0,1,2
11
当工作频率较高时，引起回路传输系数和相移的因素是很多的： 晶体管输入阻抗 Zo Zi
第5章 正弦波振荡器
5.1 引 言 5.2 LC振荡器的基本工作原理 5.3 LC振荡器的电路分析 5.4 振荡器的频率稳定度 5.5 晶体振荡器 5.6 负阻振荡器（*） 5.7 RC振荡器与开关电容振荡器（*） 5.8 特殊振荡现象（*）
5.1 引 言
（1）定义：振荡器是一种不需外加信号激励而能自动将直 流能量变换为周期性交变能量的装置。
V Z i be Z i e ji I b
晶体管电流增益
Vbe
I b
F
振荡平衡条件表示为：
Zo Zi
Ic
Vce
I j c e I
b
F
0
1
o
V Z 0 ce Z 0 e j 0 I c
V j f f F Fe V
17
经过若干个周期后，该滞后增量逐渐增加，最终等于外界因 素引起的超前增量+时，使环路总相移重新恢复：
由以上分析可知，具有如上图所示 0 相位关系的系统，其相位是稳定的， f f f 0 故相位稳定条件为： 要使振荡系统满足相位稳定条件，系统内应含有某一相频特 性具有负斜率的单元，在LC振荡器中这种负斜率变化的功能 恰好可以由LC并联谐振回路来完成。 为了抵消不稳定因素引入的相移增量，要求系统的振荡频率 有相应的偏移，两者之间产生了频差 f 。
CH5-移动通信
• 特点： 1800M工作在如下频段： 上行频率1710-1785M 下行频率1805-1880M 收发频率间隔为95M
2024/9/21
5.3.5 GSM与CDMA系统旳技术比较
• TDMA系统旳基站只用一部发射机，干扰小； • 需要精拟定时与同步，确保移动台信号无混迭； • 各移动台只在指定旳时隙向基站发送信号； • 时帧与时隙在几到几十毫秒间变化； • 因为时延会造成移动信号旳落入时隙障碍，故设置保护
2024/9/21
5.4 其他移动通信系统
• 卫星构成 电源分系统 太阳能与化学电池
2024/9/21
嫦娥一号
5.4 其他移动通信系统
•
2024/9/21
5.4 其他移动通信系统
• 卫星构成 频段： 常用6/4 G, 5.925-6.425G/3.7-4.2G,转发器带
宽500M 在30/20 G,带宽达3.5 G
2024/9/21
5.5 无线移动旳发展
• 3、移动互联网 • WAP： 能够完毕HTML到WML旳转化。
4 、 3G LTE 4G
2024/9/21
2024/9/21
5.4 其他移动通信系统
• 卫星通信旳频率： 1.6/1.5 6/4 8/7 14/11 30/20 GHz
2024/9/21
5.4 其他移动通信系统
• 卫星构成 天线分系统： 遥测指令天线——甚高频或短波波段，例如东 方红一号； 通信天线——半功率点波束宽17.34度，工作于 微波段。
2024/9/21
5.4 其他移动通信系统
• 卫星构成 天线增益： G=4A/2 =2D2/2 EIRP=PG 传播损耗：自由空间损耗、大气吸收、指向误
差、极化损耗、降雨等。
2024/9/21
5.3.5 GSM与CDMA系统旳技术比较
• TDMA系统旳基站只用一部发射机，干扰小； • 需要精拟定时与同步，确保移动台信号无混迭； • 各移动台只在指定旳时隙向基站发送信号； • 时帧与时隙在几到几十毫秒间变化； • 因为时延会造成移动信号旳落入时隙障碍，故设置保护
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5.4 其他移动通信系统
• 卫星构成 电源分系统 太阳能与化学电池
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嫦娥一号
5.4 其他移动通信系统
•
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5.4 其他移动通信系统
• 卫星构成 频段： 常用6/4 G, 5.925-6.425G/3.7-4.2G,转发器带
宽500M 在30/20 G,带宽达3.5 G
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5.5 无线移动旳发展
• 3、移动互联网 • WAP： 能够完毕HTML到WML旳转化。
4 、 3G LTE 4G
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5.4 其他移动通信系统
• 卫星通信旳频率： 1.6/1.5 6/4 8/7 14/11 30/20 GHz
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5.4 其他移动通信系统
• 卫星构成 天线分系统： 遥测指令天线——甚高频或短波波段，例如东 方红一号； 通信天线——半功率点波束宽17.34度，工作于 微波段。
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5.4 其他移动通信系统
• 卫星构成 天线增益： G=4A/2 =2D2/2 EIRP=PG 传播损耗：自由空间损耗、大气吸收、指向误
差、极化损耗、降雨等。
通信原理-Ch5-模拟调制系统(李2014年版)
×
载波
已调信号 频带信号
cosct
严谨 严格 求实 求是
第四章 信道
调制的目的
1. 将基带信号变换为适合于信道传输的频带 信号； 2. 改善系统的抗噪声性能； 3. 实现信道复用，提高信道利用率。(第10章)
解调
在接收端，则需要把载波所携带的信号取出 来，而得到原基带信号。这个过程实际上是 调制的逆过程。
下边带情况
SSSB下()
c
分 解
1 4
c
1 4
M ( c )
1 m(t ) cos c t 2
M ( c )
c
1 ˆ (t )sin ct m 2
1 4
c
1 4
c
c
M ( c )sgn( c )
M ( c )sgn( c )
m0
cosct
严谨 严格 求实 求是
第四章 信道
AM的优点是能采用包络解调，因此AM 调制的接收机非常简单。
AM的调制效率低，因为AM信号中存在
不携带信息的载波分量。为了提高调制的 效率，可将不携带信息的载波分量抑制掉， 只传输携带信息的两个边带，这就是抑制 载波双边带调制(DSB)。
严谨 严格 求实 求是
严谨 严格 求实 求是
第四章 信道
2、DSB信号的产生
m(t )
×
SDSB (t ) m(t )cosct
cosct
严谨 严格 求实 求是
第四章 信道
§5.2.3 单边带调幅(SSB)
我们在高频电路中学过，单边带的产生有 多种方法，比较直接的方法是滤波法
光波导原理：CH5 光信号在单模光纤中的传输 I
（时域定义的）频率随时间线性变化：啁啾
结论： 1. 时域展宽 2. 峰值下降 3. 线性啁啾
0(t) t
30
CHIRPED GAUSSIAN PULSE
at
,0
exp
1
iC 2
t2 T02
输入脉冲含有随时间二次变化的相位：啁啾脉冲
频谱（傅里叶变换）
高斯函数的傅里叶变换/反傅里叶变换仍然是高斯函数
高斯函数和高斯函数的乘积仍然是高斯函数
exp 1 t 2 exp 2
4
复数的时候仍然成立
28
GAUSSIAN PULSE UNDER 2ND DISPERSION
at,0
exp
t2 2T02
2 z
at, z
T0
针对某一个横模，随频率 变化的曲线，称为“色散 曲线”
从零频率开始存在— —基模（介质波导特色） 高阶模和非零的截止频率；频率越高，支持的横模越多 5
TRANSVERSE FIELD
E ET x, yexp iz it
不同横模之间的场分布差别很大；不同频率、同一横模之间差别则缓慢 （零点个数和分布不会发生变化）
T02 i2 z 1 2
t2
exp
2
T02
i2
z
峰值功率下降
时域宽度增加
时域出现附件相位
T1 z
T0
பைடு நூலகம்
1
z LD
2
1
2
at, z at, z expit, z
LD
T02
2
t,
z
sgn2 z LD 1 z LD 2
t2 2T02
1 2
tan1
光波导原理：CH5 耦合模式理论
是均匀分布的了 • 当理想的波导受到折射率扰动（必须是微扰！）之后，其电磁场分布在任意z或
者t、仍然是多个已有模式（横模或者纵模）的叠加，只不过叠加系数随传输方 向z或者t发生了改变 • 原本独立传播的模式之间发生了相互作用（表现为能量上的交换、或者相互调制） • 耦合模理论对应的方程，是刻画模式系数随z或者t的改变与折射率微扰的关系
E
2
O
z
i sin
E
O 2
z
E2T
i
e
E
2
O
z
光在“组合波导”内的传输，同样也可以表示为原有模式（包括模式的截面分布和
纵向分布！）的组合、及其组合的变化…
n1 n2
n1
z
n2 n1
能量从一个模式完全耦合到另一个模式所经历的长度 E O
7
视角：耦合模理论 VS. 模式分解/合成
耦合模理论认为： • 折射率沿着波导传输方向发生了静态或者动态的改变，即沿z方向或者t方向不再
折射率的变化引起模式之间的耦合，类 似于光遇到折射率突变的界面会受到反 射一样；这才是模式耦合的主因，而非 butt coupling（场重叠）
波导I内，模式I随z的变化
波导I处折射率的变化引起其 有效折射率的变化，导致模 式I的相移移动
波导I处折射率的变化引起模 式II的变化，将模式II的功率 耦合到模式I中
注意：n n1 n2 支持两个“已有模式”的波导是“假想”的，选择应该使其横模的线性组合尽量与组合 波导的电磁场分布吻合（也是提前假定的…）
9
耦合模理论：方程
从弱导近似下的波动方程出发——
组合波导中，电场应该满足波动方程 2E k02n2E 0
根据耦合模理论的假定，电场由两个已有横模组合而成，即
者t、仍然是多个已有模式（横模或者纵模）的叠加，只不过叠加系数随传输方 向z或者t发生了改变 • 原本独立传播的模式之间发生了相互作用（表现为能量上的交换、或者相互调制） • 耦合模理论对应的方程，是刻画模式系数随z或者t的改变与折射率微扰的关系
E
2
O
z
i sin
E
O 2
z
E2T
i
e
E
2
O
z
光在“组合波导”内的传输，同样也可以表示为原有模式（包括模式的截面分布和
纵向分布！）的组合、及其组合的变化…
n1 n2
n1
z
n2 n1
能量从一个模式完全耦合到另一个模式所经历的长度 E O
7
视角：耦合模理论 VS. 模式分解/合成
耦合模理论认为： • 折射率沿着波导传输方向发生了静态或者动态的改变，即沿z方向或者t方向不再
折射率的变化引起模式之间的耦合，类 似于光遇到折射率突变的界面会受到反 射一样；这才是模式耦合的主因，而非 butt coupling（场重叠）
波导I内，模式I随z的变化
波导I处折射率的变化引起其 有效折射率的变化，导致模 式I的相移移动
波导I处折射率的变化引起模 式II的变化，将模式II的功率 耦合到模式I中
注意：n n1 n2 支持两个“已有模式”的波导是“假想”的，选择应该使其横模的线性组合尽量与组合 波导的电磁场分布吻合（也是提前假定的…）
9
耦合模理论：方程
从弱导近似下的波动方程出发——
组合波导中，电场应该满足波动方程 2E k02n2E 0
根据耦合模理论的假定，电场由两个已有横模组合而成，即
电子科技大学通信原理答案CH5(精品文档)
习题1. 已知某2ASK 系统的码元速率为1000波特，所用载波信号为()6cos 410A t π⨯。
（1） 假定比特序列为{0110010}，试画出相应的2ASK 信号波形示意图； （2） 求2ASK 信号第一零点带宽。
解：由1000b s R R bps ==，6210cf Hz =⨯， 621020001000b c c b T f T R ⨯=== （1）一个码元周期内有2000个正弦周期：111{}n a ()2ASK s t 0（2）022000b B R Hz ==2.(mooc)某2ASK 系统的速率为2b R =Mbps ，接收机输入信号的振幅40μV A =，AWGN 信道的单边功率谱密度为180510N -=⨯W/Hz ，试求传输信号的带宽与系统的接收误码率。
解：传输信号的带宽24T b B R MHz ==，平均码元能量：24bb A T E =。
()()222100102cos 21cos 422,0,2bb T T b bc c b b b b A T A E A f t dt f t dt E E E E ππ==+=+==⎰⎰()2622618000401040444210510b b b E A T A N N R N --⨯====⨯⨯⨯⨯ 系统的接收误码率：（1） 若是非相干解调，非相干解调误码率公式，222200222BPFn b A A A R N B N σ===γ//24092( 5.11221 5.11.0306102)b E N e P e e e ----=≈==⨯γ4表 （2） 若是相干解调：由相干解调误码率公式得（最佳），1001.26981040b e E P Q Q N -⎛⎫===⎪⨯ ⎪ ⎝⎭也是MF 接收机的结果。
3. 某2FSK 发送“1”码时，信号为()()111sin s t A t ωθ=+，0s t T ≤≤；发送“0”码时，信号为()()000sin s t A t ωθ=+，0s t T ≤≤。
通信原理习题答案-CH5(清华大学出版社第2版—李晓峰)
第5章习题解答1. 已知某2ASK 系统的码元速率为1000波特，所用载波信号为()6cos 410A t π⨯。
（1） 假定比特序列为{0110010}，试画出相应的2ASK 信号波形示意图； （2） 求2ASK 信号第一零点带宽。
解：由1000b sR R bps ==，6210c f Hz =⨯， 621020001000b c c b T f T R ⨯===（1）一个码元周期内有2000个正弦周期：111{}n a ()2ASK s t 0（2）022000b B R Hz ==2. 某2ASK 系统的速率为2b R =Mbps ，接收机输入信号的振幅40μV A =，AWGN 信道的单边功率谱密度为180510N -=⨯W/Hz ，试求传输信号的带宽与系统的接收误码率。
解：传输信号的带宽24T b B R MHz ==，平均码元能量：24bb A T E =。
()()22212010cos 21cos 4,0222b bT T bb c c b b b b A T A E A f t dt f t dt E E E E ππ==+==+=⎰⎰系统的接收误码率： （1）若是非相干解调，()2622618000401040444210510b b b E A T AN N R N --⨯====⨯⨯⨯⨯ 由非相干解调误码率公式，/4092211 1.03061022b E N e P ee ---≈==⨯ （2）若是相干解调：由相干解调误码率公式得，101.269810b P Q Q-===⨯3. 某2FSK 发送“1”码时，信号为()()111sin s t A t ωθ=+，0s t T ≤≤；发送“0”码时，信号为()()000sin s t A t ωθ=+，0s t T ≤≤。
式中1θ及0θ为均匀分布随机变量，0128s ωωπ==，“1”与“0”码等概率出现。
（1） 画出包络检波形式的接收机框图； （2） 设码元序列为11010，画出接收机中的主要波形（不考虑噪声）；（3） 若接收机输入高斯噪声功率谱密度为02N （W/Hz ），试给出系统的误码率公式。
通信原理-CH5-脉冲编码调制
37
最佳量化的条件： 条件一（找距离最近的码本），量化过程应符合下述条 件：
若 d (x, yi ) d (x, y j )， j i ，1 j L
则 Q(x) yi 即量化器能选出失真最小（距离最近）的
矢量
38
条件二，设计 {yi}集合，并分割子空间，使各个子空间
Ci中的总平均失真 Di 最小。（Voroni子空间法）
时域：xˆ(t)
h(t)
xs (t)
H
(sin Ht )
Ht
n
x(nTS) (t
nTS)
xˆ(t)
Байду номын сангаас
x(t) / Ts
H
x(nTS) sin H (t nTS)
n
H (t nTS)
(5-2)
12
图5-5 用核函数表示的重建信号
L
D E[d (x, y)] i 1
xCi d ( x , yi ) p( x )dx
L
L
Di
i 1
i 1
1 N xCi
x yi T
x yi
p x dx （5-13）
39
一般进行以下迭代求解：
（1）给定一组初值 yi (0),1 i L；
2
第五章 脉冲编码调制
5.1 脉（冲编）码调制（PCM）基本原理 5.2 低通与带通抽样定理 5.3 实际抽样（PAM） 5.4 标量量化与矢量量化 5.5 最佳量化器
3
5.1 脉（冲编）码调制（PCM）基本原理
脉冲调制方式：模拟信号调制一个脉冲序列，如PAM、PDM（ PWM）、PPM、PCM
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第5章
数字信号基带传输系统
1
基带传输系统
信 源
信 源 编 码
信 道 编 码
调 制 器
信 道
解 调 器
信 道 译 码
信 源 译 码
信 宿
噪声源
2
内 容
5.1 概 述
5.2 数字基带信号常用码型
5.3 数字基带脉冲序列的功率谱 5.4 数字基带传输中的码间串扰 5.5 无码间串扰基带传输系统 5.6 噪声对传输性能的影响 5.7 眼 图 5.8 时 域 均 衡
不经过调制直接进行数字信号 的传输称为数字信号的基带传输。 数字基带信号含有大量的低频 分量以及直流分量。
6
二、数字基带传输和数字频带传输
基带传输 频带传输
经过调制，利用载波传输调制
后的频带信号的传输方式称为数字
信号的频带传输。
7
GR ( )
三、基带传输系统
将原始二进制序列 变换成比较适合信 道传输的码型，并 提供同步定时信息 常为有线信道 会引入噪声 恢复原 来基带 信号
2
g1 (t ) g 2 (t )
2 m
P 0.5
2
Ps ( f ) 4 f s P(1 P) G1 ( f )
f s 2 P 1 G1 mf s ( f mf s )
不归零时：G1 ( f ) Ts Sa ( fTs ) 归零时：
2
G2 ( f ) 0G1 (0) ( f ) f s2 P2Ts2 ( f ) P2 ( f ) v
2 P ( f ) f s P(1 P) G1 ( f ) P(1 P)Ts Sa ( fTs ) u 2
当P=0.5时
uT (t )
n N
2
u (t ) a g (t nT ) g
n n N n 1 s
N
N
N
2
(t nTs )
U T UfT ) ) T )e E (am an )e j2 f ( n m )T G1 ( f ) G2 ( f ) G1 ( f ) G2 ( f ) dt E ( ( f u (t
码型具有一定检错能力，若传输码型有一定的规律性，
就可根据这一规律性来检测传输质量，以便做到自动检测。 编码方案对发送消息类型不应有任何限制，适合于所有
的二进制信号。这种与信源的统计特性无关的特性称为对
信源具有透明性。 低误码增殖，误码增殖是指单个数字传输错误在接收端 解码时，造成错误码元的平均个数增加。从传输质量要求 出发，希望它越小越好。 高的编码效率
k s
可得：
H ( )e jt d
22
ak h(t kTs ) nR (t ) 其中： (t ) 1 h
2
二、码间串扰的数学分析
y (t )
y(t0 jTs )
k
a h(t kT ) n
k s
s 0
R
(t )
ak h(t0 jTs kT ) nR (t k
输入
脉冲 形成器
定时脉冲
发送 滤波器
信道
接收 滤波器
抽样 输出 判决器
n t
信道信号形成器
将输入的矩形 脉冲变换成适 合信道传输的 波形
滤除带外 噪声，对 信道特性 进行均衡
同步 提取
8
5.2 数字基带信号常用码型
一、数字基带信号码型设计原则
码型中低频、高频分量尽量少。
码型中应包含定时信息，以便定时提取。 码型变换设备要简单可靠。
1 Ts
Pv ( f )
Pg1 t 1 P g 2 (t ) e j 2 mfs t dt
f s PG1 mf s 1 P G2 (mf s )
m
Cm ( f mf s )
2
Pv ( f )
2
2
(2 f 1) f ) UT ( f ) U T ( N)U T (P(1 P) G1 ( f ) G2 ( f ) Pu ( f ) lim N N N (2 Nf (1))Tss am an e j2 n m T G1 ( f ) G2 ( f ) G1 ( f ) G2 ( f ) 2 m (1 P N f s P N n ) G1 ( f ) G2 ( f )
2
2．单极性归零码 当P=0.5时
Ts fTs G1 ( f ) Sa ( f ) Sa ( ) 2 2
Ts 2 fTs 1 2 m Ps ( f ) Sa ( ) Sa ( 2 ) ( f mf s ) 16 2 16 m 2 m 2 有直流 Sa ( ) Sa (0) 0 m= 0： 2 有离散谱 m为奇数： Sa2 ( m ) 0 2 m 无离散谱 m为偶数： Sa2 ( ) 0 2 19
-j2 ft
N
s
2
n N N
an g(1at ) G (s f ) G(t( ) 2 s ) e-j2 ft dt E (n2 nT ) g2 2 f nT 1
n N
N
m N n N
N
n N
e N fnTs G1 f ) an(2-j2 1)P(1( )P G12( f ) G2 ( f )
u (t )
n
其中： P, 以概率P 1
以概率(1-P)
g1 (t nTs ) Pg1 (t nTs ) (1 P) g 2 (t nTs ) (1 P) g1 (t nTs ) g 2 (t nTs ) , 以概率P g 2 (t nTs ) Pg1 (t nTs ) (1 P) g 2 (t nTs ) P g1 (t nTs ) g 2 (t nTs ) , 以概率(1-P)
11
二、数字基带信号常用码型 PST码编码规则：
PST码编码举例：
12
二、数字基带信号常用码型
CMI码编码规则： 双相码 DMI码编码规则： “0”码用01表示，“1”码用00和11交替表示。
对于输入二元码“0”，若前面变换码为01或11， 密勒码 则DMI码为01；若前面变换码为10或00，则DMI码为 10。对于输入二元码“1”，则DMI码00和11交替变 密勒码编码规则： 化。 CMI 码 “1”码用码元持续中心点出现跃变来表示，即 用10或01来表示，如果是连“1”时则须交替。 DMI 码 “0”码有两种情况，单个“0”时，在码元持续 时间内不出现电平跃变，且与相邻码元的边界处 也不跃变；连“0”时，在两个“0”码的边界处 多进制码 出现电平跃变，即00和11交替。
n
(t nTs )
n
v t
n
un (t ) an g1 (t nTs ) g 2 (t nTs ) 其中 : an un (t ) sn (t ) vn (t ) P,
u (t ) s (t ) v(t )
13
5.3 数字基带脉冲序列的功率谱
一、数字基带信号的功率谱密度
数字基带信号的表示
s (t )
n
s (t )
n
g1 (t nTs ), sn (t ) 其中： g2 (t nTs ),
1 s 2
以概率P 以概率(1- P)
v(t )
n
Pg t nT 1 P g
17
二、功率谱密度计算举例
Ps ( f ) f s P(1 P) G1 ( f ) G2 ( f )
m 2
f s PG1 mf s 1 P G2 (mf s ) ( f mf s )
2
1．单极性不归零码
G1 ( f ) Ts Sa ( fTs )
m0
二、功率谱密度计算举例
Ps ( f ) f s P(1 P) G1 ( f ) G2 ( f )
m 2
f s PG1 mf s 1 P G2 (mf s ) ( f mf s )
2
3．双极性码
f s G1 ( f )
9
二、数字基带信号常用码型
单极性NRZ
双极性NRZ
单极性RZ
双极性RZ
差 分 码
10
二、数字基带信号常用码型
AMI码
HDB3码
HDB3码编码规则：
用“000V”或“B00V”代替“四连0” B码和V码各自都应始终保持极性交替变化的规 律，以便确保输出码中没有直流成分。 V码必须与前一个信码同极性，以便和正常的 AMI码区分开来。
m
f s PG1 mf s 1 P G2 (mf s ) ( f mf s )
2
15
一、数字基带信号的功率谱密度
u(t)的功率谱密度
E UT ( f ) Pu ( f ) lim N (2 N 1)T s
2
Ps ( f ) 2 f s P(1 P) G1 ( f ) G2 ( f )
2 s
2 2
f PG1 0 1 P G2 (0) ( f ) 2f
2 s
单边带
2
PG mf 1 P G (mf )
m 1 1 s 2 s
数字信号基带传输系统
1
基带传输系统
信 源
信 源 编 码
信 道 编 码
调 制 器
信 道
解 调 器
信 道 译 码
信 源 译 码
信 宿
噪声源
2
内 容
5.1 概 述
5.2 数字基带信号常用码型
5.3 数字基带脉冲序列的功率谱 5.4 数字基带传输中的码间串扰 5.5 无码间串扰基带传输系统 5.6 噪声对传输性能的影响 5.7 眼 图 5.8 时 域 均 衡
不经过调制直接进行数字信号 的传输称为数字信号的基带传输。 数字基带信号含有大量的低频 分量以及直流分量。
6
二、数字基带传输和数字频带传输
基带传输 频带传输
经过调制，利用载波传输调制
后的频带信号的传输方式称为数字
信号的频带传输。
7
GR ( )
三、基带传输系统
将原始二进制序列 变换成比较适合信 道传输的码型，并 提供同步定时信息 常为有线信道 会引入噪声 恢复原 来基带 信号
2
g1 (t ) g 2 (t )
2 m
P 0.5
2
Ps ( f ) 4 f s P(1 P) G1 ( f )
f s 2 P 1 G1 mf s ( f mf s )
不归零时：G1 ( f ) Ts Sa ( fTs ) 归零时：
2
G2 ( f ) 0G1 (0) ( f ) f s2 P2Ts2 ( f ) P2 ( f ) v
2 P ( f ) f s P(1 P) G1 ( f ) P(1 P)Ts Sa ( fTs ) u 2
当P=0.5时
uT (t )
n N
2
u (t ) a g (t nT ) g
n n N n 1 s
N
N
N
2
(t nTs )
U T UfT ) ) T )e E (am an )e j2 f ( n m )T G1 ( f ) G2 ( f ) G1 ( f ) G2 ( f ) dt E ( ( f u (t
码型具有一定检错能力，若传输码型有一定的规律性，
就可根据这一规律性来检测传输质量，以便做到自动检测。 编码方案对发送消息类型不应有任何限制，适合于所有
的二进制信号。这种与信源的统计特性无关的特性称为对
信源具有透明性。 低误码增殖，误码增殖是指单个数字传输错误在接收端 解码时，造成错误码元的平均个数增加。从传输质量要求 出发，希望它越小越好。 高的编码效率
k s
可得：
H ( )e jt d
22
ak h(t kTs ) nR (t ) 其中： (t ) 1 h
2
二、码间串扰的数学分析
y (t )
y(t0 jTs )
k
a h(t kT ) n
k s
s 0
R
(t )
ak h(t0 jTs kT ) nR (t k
输入
脉冲 形成器
定时脉冲
发送 滤波器
信道
接收 滤波器
抽样 输出 判决器
n t
信道信号形成器
将输入的矩形 脉冲变换成适 合信道传输的 波形
滤除带外 噪声，对 信道特性 进行均衡
同步 提取
8
5.2 数字基带信号常用码型
一、数字基带信号码型设计原则
码型中低频、高频分量尽量少。
码型中应包含定时信息，以便定时提取。 码型变换设备要简单可靠。
1 Ts
Pv ( f )
Pg1 t 1 P g 2 (t ) e j 2 mfs t dt
f s PG1 mf s 1 P G2 (mf s )
m
Cm ( f mf s )
2
Pv ( f )
2
2
(2 f 1) f ) UT ( f ) U T ( N)U T (P(1 P) G1 ( f ) G2 ( f ) Pu ( f ) lim N N N (2 Nf (1))Tss am an e j2 n m T G1 ( f ) G2 ( f ) G1 ( f ) G2 ( f ) 2 m (1 P N f s P N n ) G1 ( f ) G2 ( f )
2
2．单极性归零码 当P=0.5时
Ts fTs G1 ( f ) Sa ( f ) Sa ( ) 2 2
Ts 2 fTs 1 2 m Ps ( f ) Sa ( ) Sa ( 2 ) ( f mf s ) 16 2 16 m 2 m 2 有直流 Sa ( ) Sa (0) 0 m= 0： 2 有离散谱 m为奇数： Sa2 ( m ) 0 2 m 无离散谱 m为偶数： Sa2 ( ) 0 2 19
-j2 ft
N
s
2
n N N
an g(1at ) G (s f ) G(t( ) 2 s ) e-j2 ft dt E (n2 nT ) g2 2 f nT 1
n N
N
m N n N
N
n N
e N fnTs G1 f ) an(2-j2 1)P(1( )P G12( f ) G2 ( f )
u (t )
n
其中： P, 以概率P 1
以概率(1-P)
g1 (t nTs ) Pg1 (t nTs ) (1 P) g 2 (t nTs ) (1 P) g1 (t nTs ) g 2 (t nTs ) , 以概率P g 2 (t nTs ) Pg1 (t nTs ) (1 P) g 2 (t nTs ) P g1 (t nTs ) g 2 (t nTs ) , 以概率(1-P)
11
二、数字基带信号常用码型 PST码编码规则：
PST码编码举例：
12
二、数字基带信号常用码型
CMI码编码规则： 双相码 DMI码编码规则： “0”码用01表示，“1”码用00和11交替表示。
对于输入二元码“0”，若前面变换码为01或11， 密勒码 则DMI码为01；若前面变换码为10或00，则DMI码为 10。对于输入二元码“1”，则DMI码00和11交替变 密勒码编码规则： 化。 CMI 码 “1”码用码元持续中心点出现跃变来表示，即 用10或01来表示，如果是连“1”时则须交替。 DMI 码 “0”码有两种情况，单个“0”时，在码元持续 时间内不出现电平跃变，且与相邻码元的边界处 也不跃变；连“0”时，在两个“0”码的边界处 多进制码 出现电平跃变，即00和11交替。
n
(t nTs )
n
v t
n
un (t ) an g1 (t nTs ) g 2 (t nTs ) 其中 : an un (t ) sn (t ) vn (t ) P,
u (t ) s (t ) v(t )
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5.3 数字基带脉冲序列的功率谱
一、数字基带信号的功率谱密度
数字基带信号的表示
s (t )
n
s (t )
n
g1 (t nTs ), sn (t ) 其中： g2 (t nTs ),
1 s 2
以概率P 以概率(1- P)
v(t )
n
Pg t nT 1 P g
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二、功率谱密度计算举例
Ps ( f ) f s P(1 P) G1 ( f ) G2 ( f )
m 2
f s PG1 mf s 1 P G2 (mf s ) ( f mf s )
2
1．单极性不归零码
G1 ( f ) Ts Sa ( fTs )
m0
二、功率谱密度计算举例
Ps ( f ) f s P(1 P) G1 ( f ) G2 ( f )
m 2
f s PG1 mf s 1 P G2 (mf s ) ( f mf s )
2
3．双极性码
f s G1 ( f )
9
二、数字基带信号常用码型
单极性NRZ
双极性NRZ
单极性RZ
双极性RZ
差 分 码
10
二、数字基带信号常用码型
AMI码
HDB3码
HDB3码编码规则：
用“000V”或“B00V”代替“四连0” B码和V码各自都应始终保持极性交替变化的规 律，以便确保输出码中没有直流成分。 V码必须与前一个信码同极性，以便和正常的 AMI码区分开来。
m
f s PG1 mf s 1 P G2 (mf s ) ( f mf s )
2
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一、数字基带信号的功率谱密度
u(t)的功率谱密度
E UT ( f ) Pu ( f ) lim N (2 N 1)T s
2
Ps ( f ) 2 f s P(1 P) G1 ( f ) G2 ( f )
2 s
2 2
f PG1 0 1 P G2 (0) ( f ) 2f
2 s
单边带
2
PG mf 1 P G (mf )
m 1 1 s 2 s