基于SPWM控制信号实现载波移相多电平技术
基于载波实现的多电平SVPWM调制策略
基于载波实现的多电平SVPWM调制策略作者：肖牧轩欧阳红林朱颖达何志兴汪亮毛学魁来源：《湖南大学学报·自然科学版》2020年第08期摘要：為了降低多电平电压空间矢量调制（SVPWM）在实际应用中的复杂性，改善多电平变换系统的实时性. 通过结合载波移相和载波层叠两种调制策略的优点，提出一种基于载波实现多电平SVPWM调制策略，不仅能够提高直流利用率，减小输出电压谐波成分，而且能大幅改善算法的计算复杂度，并且计算量不会随着电平数的增多而增加，因此可以方便扩展至任意电平. 此外，新的调制策略可以保证单元箱之间的功率均衡，维持现有多电平结构中模块化的优点. 最后，通过仿真和实验，验证了本文提出调制策略的有效性.关键词：电力电子; PWM变换器;多电平载波调制;功率均衡中图分类号：TM464 文献标志码：A 文章编号：1674—2974（2020）08—0082—14Abstract：In order to reduce the complexity of multilevel voltage space vector modulation （SVPWM） in practical implementation，and improve the real-time performance of multilevel converter system，in this paper，by combining the advantages of phase shift pulse width modulation （PS-PWM） and carrier disposition PWM（PD-PWM），a novel multilevel SVPWM implementation based on carrier configuration is proposed，which can improve the utilization of the DC voltage，reduce the total harmonic distortion（THD） of the output and improve the time complexity of the algorithm，which means the novel algorithm can be easily applied to any level cascaded H bridge converters. In addition，the novel algorithm ensures the power balance between each unit，which keeps the advantage of the modular design. Finally，the effectiveness of the proposed modulation strategy is verified by simulation and experiment.Key words：power electronics;PWM converters;multilevel carrier modulation;power balance多电平变换器通过采用成熟的低压器件堆叠组合成为高压变换器，其输出接近正弦波，输出电压中谐波含量少，且由于其等效开关频率高，主要谐波分量频率远远高于基波，在很多场合不需要接入滤波器便可以直接使用. 由于这些特点，多电平变换器已经广泛应用于各个高压大功率场合[1-2]，如光伏发电、多端口高频逆变器[3]、静止同步补偿器（STATCOM）[4]、并联型有源电力滤波器（Shunt Active Power Filter，APF）[5-6]、高压直流输电（HVDC）[7]. 常用的多电平逆变器电路拓扑结构有二极管钳位型[8-9]、飞跨电容型[10]、H桥级联型[11-12]和模块化多电平型（MMC）[13-14].随着多电平变换器的发展，多电平调制策略受到了广泛关注. 常用调制方法有载波移相调制策略（PS-PWM）[15]、载波层叠调制策略（PD-PWM）[16]、电压空间矢量调制策略（SVPWM）. 载波移相调制策略由于参考电压和载波频率相同，所以各单元的输出能量、开关损耗分布较为平均，有利于器件选型和散热设计. 由于其实现简单、各单元之间功率均衡的优点，使其在工业界得到了广泛应用. 载波层叠调制策略相比载波移相调制具有更好的谐波输出效果，但其载波是在垂直方向上分布，导致各单元箱之间功率不均，使得其很少在实际中应用. 多电平SVPWM由于能够提供更高的直流电压利用率、更好的谐波效果，同时降低各单元功率器件的开关频率等特点受到了广泛关注，但由于其随着电平数的增多，该算法的实现时间急剧增加，限制了其在工业领域的广泛应用.文献[17]中提出的常规多电平SVPWM策略，需先定位到电压矢量空间中具体某一三角形内，再选择空间矢量合成. 然而，电压矢量空间中包含的三角形数目与输出电平数（N）呈级数关系（6（N-1）2），例如7电平时已有216个，并且其开关组合的方式以三次方的形式呈现急剧上升（N3），电压冗余矢量众多，计算与选择复杂. 因此，常规SVPWM策略在向电平数更多的场合扩展时有明显的局限性. 同时，该方法在选择空间矢量时并没有考虑各单元之间功率平衡分配.文献[18-20]论证了三相全桥逆变器、5电平NPC、五相VSI中三角波调制策略与SVPWM 策略的等效关系，指出在一定条件下，适当调整三角波调制策略可以使其等效于SVPWM，但是没有将该算法扩展到更高的电平.文献[21]提出一种基于PD-PWM的多电平SVPWM调制策略，但是由于PD-PWM算法不能实现各单元之间的功率平衡，导致各单元的散热设计、器件选型均有不同，破坏了多电平拓扑结构原有的模块化优点，所以对于将该算法直接应用于实际系统仍然存在问题.考虑到多电平SVPWM算法在向5电平及以上的拓扑中应用时，计算难度急剧增加，并且鲜有文献涉及多电平SVPWM各单元箱间功率均衡分配的问题，本文提出了一种基于载波实现的多电平SVPWM调制策略，通过引入等效载波的概念分析载波移相与载波层叠两种不同调制策略之间的异同，在此基础上，提出了结合载波移相（单元功率平衡）和载波层叠（输出电压谐波含量低）优势的调制策略. 新的调制策略既能保证每个单元模块间的功率平衡，又能实现与SVPWM同等的直流电压利用率以及输出谐波效果. 此外，相比常规SVPWM算法，本文提出的基于载波实现的SVPWM算法极大地减少了运算时间，且运算时间不随电平数的增多而增加，方便扩展至任意电平. 最后，通过MATLAB仿真和11电平级联H桥平台实验，对该调制策略进行了可行性验证.1 基于载波实现的多电平SVPWM本文以三相5电平级联逆变器为例，对所提出的基于载波实现的多电平SVPWM调制策略进行详细阐述. 图1为三相5电平级联逆变器拓扑结构图.1.1 单相调制策略图2（a）（b）展示了5电平全桥变换器在相同参考波下的PS-PWM和PD-PWM控制策略. 在两种策略中，均采用4个三角载波与一个参考波进行比较的模式，且两种策略的等效开关频率一致. 将这两组载波根据电压大小在垂直方向上等分为4个区间（以图2中细虚线为边界），当只关注参考信号所在的小区间时，输出电压变化只与区间内的三角波信号（图2（a）（b）（c）中粗线）相关. 当参考信号大于三角波信号时，输出电压抬升一个电平;当参考信号小于三角波信号时，输出电压降低一个电平. 而当关注整体输出与参考信号之间的关系时，只需关注参考信号所在区间的三角波信号即可. 基于此，将参考信号所在区间的三角波信号视为一个整体，并且可将其定义为等效载波.等效载波是每个模块原始载波的部分集合，是整体载波的简化，只关注整体输出与参考波之间的关系.当忽略输出电压与各功率单元之间的关系时，利用等效载波识别不同调制策略的总输出电压是一个很好的选择. 图2（a）（b）表明，两种调制策略的等效载波具有相同的频率和幅值，仅是t1到t2区间内的相位不同. 其中，t1、t2分别为参考波穿越到另一个载波区间的时间点. 从图2（d）（e）可知，两种策略的输出电压波形也仅在t1到t2区间内有区别.这两种调制策略的特点造成了两个等效载波之间的差异. 如图2（a）中虚线框区域1所示，当参考波跨越到另一个区间时，PS-PWM策略的等效载波的相位存在180°突变，如图2（b）中虚线框区域2所示. 由于PD-PWM载波在每个区间相位相同，当参考波跨越到另一个区间时，PD-PWM的等效载波保持了连续性，等效载波相位不存在突变.图2中只给出了参考波在等效载波谷值处穿越到另外一个区间的示意，事实上参考波在任意位置穿越到另外一个区间均有以下结论：1）PS-PWM策略. 参考波在任意位置从一个区间穿越到另外一个区间时，等效载波在穿越点发生固定角度的相位变化，因为相邻区间的PS-PWM等效载波总是反相的.2）PD-PWM策略. 参考波在任意位置从一个区间穿越到另外一个区间时，等效载波相位上是连续的，因为相邻区间的PD-PWM等效载波总是同相的.由于等效载波的周期性，在参考波跨越到另外一个区间时，对PS-PWM载波进行移相即可使得等效载波保持连续性达到与PD-PWM策略相同的效果，最终得到相同等效载波和总输出电压. 图2（c）给出了改进策略的工作原理. 改进策略载波在原有PS-PWM载波的基础上分别在t1和t2时间点产生正45°相移. 可知，在调整载波相位后，改进策略与PD-PWM策略得到的等效载波以及总输出电压相同.该策略可以推广到任意一个N电平级联逆变器. 下面给出了实现改进策略所需遵从的一般方法：1）在垂直方向上，将所有PS-PWM载波等分为（N-1）个区间，每个区间的宽度为2Vdc /（N-1）.2）每当参考波切换到下一个相邻区间时，对已产生的载波做正向相移. 相移角为：比例因子1/（N-1）的存在是因为等效载波的频率是真实载波的（N-1）倍.在多电平系统中通常采用数字芯片实现调制，故其相移产生时间点可由公式（2）决定.式中：Vref为参考波;tn为数字系统的第n个采样时刻;floor为向下取整运算.当式（2）成立时，参考波形從一个区域切换到了另外一个区域，tn+1为区域切换时对应的相移时刻.根据不同的采样频率或者采样点位置的设置，参考波可以从不同的位置，如等效载波的谷值、峰值甚至任意位置，穿越到另外一个区间，不同的穿越时间点将带来输出波形上的差异. 由于不同位置参考波转换点带来的波形差异主要体现在参考波转换点处，对整体输出电压波形和输出电压谐波方面的影响较小，可忽略不计. 所以在实际系统中，为了降低运算量，系统采样频率通常与等效载波频率相等，且采样点设置在等效载波的峰值或者谷值处.此外，在实际中应避免输出产生较大的电压突变dV/dt，所以不考虑参考波直接跨越多个区间的情况，即在一个等效载波周期内，限定参考波只转移到相邻区间内.虽然在理论上，负的载波相移也能达到预期的结果，但它会增加一个周期内功率器件的开关次数. 图3展示了在参考波上升沿和下降沿加入负的相移时，参考波与载波的相交情况. 如图3所示，载波与三角参考波在一个周期4次交叉，将额外引入两次开关动作，因此不适合实际使用.文献[21]提出一种基于PD-PWM的多电平SVPWM调制策略，但是由于PD-PWM算法不能实现各单元之间的功率平衡，导致各单元的散热设计、器件选型均有不同，破坏了多电平拓扑结构原有的模块化优点，所以对于将该算法直接应用于实际系统仍然存在问题.考虑到多电平SVPWM算法在向5电平及以上的拓扑中应用时，计算难度急剧增加，并且鲜有文献涉及多电平SVPWM各单元箱间功率均衡分配的问题，本文提出了一种基于载波实现的多电平SVPWM调制策略，通过引入等效载波的概念分析载波移相与载波层叠两种不同调制策略之间的异同，在此基础上，提出了结合载波移相（单元功率平衡）和载波层叠（输出电压谐波含量低）优势的调制策略. 新的调制策略既能保证每个单元模块间的功率平衡，又能实现与SVPWM同等的直流电压利用率以及输出谐波效果. 此外，相比常规SVPWM算法，本文提出的基于载波实现的SVPWM算法极大地减少了运算时间，且运算时间不随电平数的增多而增加，方便扩展至任意电平. 最后，通过MATLAB仿真和11电平级联H桥平台实验，对该调制策略进行了可行性验证.1 基于载波实现的多电平SVPWM本文以三相5电平级联逆變器为例，对所提出的基于载波实现的多电平SVPWM调制策略进行详细阐述. 图1为三相5电平级联逆变器拓扑结构图.1.1 单相调制策略图2（a）（b）展示了5电平全桥变换器在相同参考波下的PS-PWM和PD-PWM控制策略. 在两种策略中，均采用4个三角载波与一个参考波进行比较的模式，且两种策略的等效开关频率一致. 将这两组载波根据电压大小在垂直方向上等分为4个区间（以图2中细虚线为边界），当只关注参考信号所在的小区间时，输出电压变化只与区间内的三角波信号（图2（a）（b）（c）中粗线）相关. 当参考信号大于三角波信号时，输出电压抬升一个电平;当参考信号小于三角波信号时，输出电压降低一个电平. 而当关注整体输出与参考信号之间的关系时，只需关注参考信号所在区间的三角波信号即可. 基于此，将参考信号所在区间的三角波信号视为一个整体，并且可将其定义为等效载波.等效载波是每个模块原始载波的部分集合，是整体载波的简化，只关注整体输出与参考波之间的关系.当忽略输出电压与各功率单元之间的关系时，利用等效载波识别不同调制策略的总输出电压是一个很好的选择. 图2（a）（b）表明，两种调制策略的等效载波具有相同的频率和幅值，仅是t1到t2区间内的相位不同. 其中，t1、t2分别为参考波穿越到另一个载波区间的时间点. 从图2（d）（e）可知，两种策略的输出电压波形也仅在t1到t2区间内有区别.这两种调制策略的特点造成了两个等效载波之间的差异. 如图2（a）中虚线框区域1所示，当参考波跨越到另一个区间时，PS-PWM策略的等效载波的相位存在180°突变，如图2（b）中虚线框区域2所示. 由于PD-PWM载波在每个区间相位相同，当参考波跨越到另一个区间时，PD-PWM的等效载波保持了连续性，等效载波相位不存在突变.图2中只给出了参考波在等效载波谷值处穿越到另外一个区间的示意，事实上参考波在任意位置穿越到另外一个区间均有以下结论：1）PS-PWM策略. 参考波在任意位置从一个区间穿越到另外一个区间时，等效载波在穿越点发生固定角度的相位变化，因为相邻区间的PS-PWM等效载波总是反相的.2）PD-PWM策略. 参考波在任意位置从一个区间穿越到另外一个区间时，等效载波相位上是连续的，因为相邻区间的PD-PWM等效载波总是同相的.由于等效载波的周期性，在参考波跨越到另外一个区间时，对PS-PWM载波进行移相即可使得等效载波保持连续性达到与PD-PWM策略相同的效果，最终得到相同等效载波和总输出电压. 图2（c）给出了改进策略的工作原理. 改进策略载波在原有PS-PWM载波的基础上分别在t1和t2时间点产生正45°相移. 可知，在调整载波相位后，改进策略与PD-PWM策略得到的等效载波以及总输出电压相同.该策略可以推广到任意一个N电平级联逆变器. 下面给出了实现改进策略所需遵从的一般方法：1）在垂直方向上，将所有PS-PWM载波等分为（N-1）个区间，每个区间的宽度为2Vdc /（N-1）.2）每当参考波切换到下一个相邻区间时，对已产生的载波做正向相移. 相移角为：比例因子1/（N-1）的存在是因为等效载波的频率是真实载波的（N-1）倍.在多电平系统中通常采用数字芯片实现调制，故其相移产生时间点可由公式（2）决定.式中：Vref为参考波;tn为数字系统的第n个采样时刻;floor为向下取整运算.当式（2）成立时，参考波形从一个区域切换到了另外一个区域，tn+1为区域切换时对应的相移时刻.根据不同的采样频率或者采样点位置的设置，参考波可以从不同的位置，如等效载波的谷值、峰值甚至任意位置，穿越到另外一个区间，不同的穿越时间点将带来输出波形上的差异. 由于不同位置参考波转换点带来的波形差异主要体现在参考波转换点处，对整体输出电压波形和输出电压谐波方面的影响较小，可忽略不计. 所以在实际系统中，为了降低运算量，系统采样频率通常与等效载波频率相等，且采样点设置在等效载波的峰值或者谷值处.此外，在实际中应避免输出产生较大的电压突变dV/dt，所以不考虑参考波直接跨越多个区间的情况，即在一个等效载波周期内，限定参考波只转移到相邻区间内.虽然在理论上，负的载波相移也能达到预期的结果，但它会增加一个周期内功率器件的开关次数. 图3展示了在参考波上升沿和下降沿加入负的相移时，参考波与载波的相交情况. 如图3所示，载波与三角参考波在一个周期4次交叉，将额外引入两次开关动作，因此不适合实际使用.文献[21]提出一种基于PD-PWM的多电平SVPWM调制策略，但是由于PD-PWM算法不能实现各单元之间的功率平衡，导致各单元的散热设计、器件选型均有不同，破坏了多电平拓扑结构原有的模块化优点，所以对于将该算法直接应用于实际系统仍然存在问题.考虑到多电平SVPWM算法在向5电平及以上的拓扑中应用时，计算难度急剧增加，并且鲜有文献涉及多电平SVPWM各单元箱间功率均衡分配的问题，本文提出了一种基于载波实现的多电平SVPWM调制策略，通过引入等效载波的概念分析载波移相与载波层叠两种不同调制策略之间的异同，在此基础上，提出了结合载波移相（单元功率平衡）和载波层叠（输出电压谐波含量低）优势的调制策略. 新的調制策略既能保证每个单元模块间的功率平衡，又能实现与SVPWM同等的直流电压利用率以及输出谐波效果. 此外，相比常规SVPWM算法，本文提出的基于载波实现的SVPWM算法极大地减少了运算时间，且运算时间不随电平数的增多而增加，方便扩展至任意电平. 最后，通过MATLAB仿真和11电平级联H桥平台实验，对该调制策略进行了可行性验证.1 基于载波实现的多电平SVPWM本文以三相5电平级联逆变器为例，对所提出的基于载波实现的多电平SVPWM调制策略进行详细阐述. 图1为三相5电平级联逆变器拓扑结构图.1.1 单相调制策略图2（a）（b）展示了5电平全桥变换器在相同参考波下的PS-PWM和PD-PWM控制策略. 在两种策略中，均采用4个三角载波与一个参考波进行比较的模式，且两种策略的等效开关频率一致. 将这两组载波根据电压大小在垂直方向上等分为4个区间（以图2中细虚线为边界），当只关注参考信号所在的小区间时，输出电压变化只与区间内的三角波信号（图2（a）（b）（c）中粗线）相关. 当参考信号大于三角波信号时，输出电压抬升一个电平;当参考信号小于三角波信号时，输出电压降低一个电平. 而当关注整体输出与参考信号之间的关系时，只需关注参考信号所在区间的三角波信号即可. 基于此，将参考信号所在区间的三角波信号视为一个整体，并且可将其定义为等效载波.等效载波是每个模块原始载波的部分集合，是整体载波的简化，只关注整体输出与参考波之间的关系.当忽略输出电压与各功率单元之间的关系时，利用等效载波识别不同调制策略的总输出电压是一个很好的选择. 图2（a）（b）表明，两种调制策略的等效载波具有相同的频率和幅值，仅是t1到t2区间内的相位不同. 其中，t1、t2分别为参考波穿越到另一个载波区间的时间点. 从图2（d）（e）可知，两种策略的输出电压波形也仅在t1到t2区间内有区别.这两种调制策略的特点造成了两个等效载波之间的差异. 如图2（a）中虚线框区域1所示，当参考波跨越到另一个区间时，PS-PWM策略的等效载波的相位存在180°突变，如图2（b）中虚线框区域2所示. 由于PD-PWM载波在每个区间相位相同，当参考波跨越到另一个区间时，PD-PWM的等效载波保持了连续性，等效载波相位不存在突变.图2中只给出了参考波在等效载波谷值处穿越到另外一个区间的示意，事实上参考波在任意位置穿越到另外一个区间均有以下结论：1）PS-PWM策略. 参考波在任意位置从一个区间穿越到另外一个区间时，等效载波在穿越点发生固定角度的相位变化，因为相邻区间的PS-PWM等效载波总是反相的.2）PD-PWM策略. 参考波在任意位置从一个区间穿越到另外一个区间时，等效载波相位上是连续的，因为相邻区间的PD-PWM等效载波总是同相的.由于等效载波的周期性，在参考波跨越到另外一个区间时，对PS-PWM载波进行移相即可使得等效载波保持连续性达到与PD-PWM策略相同的效果，最终得到相同等效载波和总输出电压. 图2（c）给出了改进策略的工作原理. 改进策略载波在原有PS-PWM载波的基础上分别在t1和t2时间点产生正45°相移. 可知，在调整载波相位后，改进策略与PD-PWM策略得到的等效载波以及总输出电压相同.该策略可以推广到任意一个N电平级联逆变器. 下面给出了实现改进策略所需遵从的一般方法：1）在垂直方向上，将所有PS-PWM载波等分为（N-1）个区间，每个区间的宽度为2Vdc /（N-1）.2）每当参考波切换到下一个相邻区间时，对已产生的载波做正向相移. 相移角为：比例因子1/（N-1）的存在是因为等效载波的频率是真实载波的（N-1）倍.在多电平系统中通常采用数字芯片实现调制，故其相移产生时间点可由公式（2）决定.式中：Vref为参考波;tn为数字系统的第n个采样时刻;floor为向下取整运算.当式（2）成立时，参考波形从一个区域切换到了另外一个区域，tn+1为区域切换时对应的相移时刻.根据不同的采样频率或者采样点位置的设置，参考波可以从不同的位置，如等效载波的谷值、峰值甚至任意位置，穿越到另外一个区间，不同的穿越时间点将带来输出波形上的差异. 由于不同位置参考波转换点带来的波形差异主要体现在参考波转换点处，对整体输出电压波形和输出电压谐波方面的影响较小，可忽略不计. 所以在实际系统中，为了降低运算量，系统采样频率通常与等效载波频率相等，且采样点设置在等效载波的峰值或者谷值处.此外，在实际中应避免输出产生较大的电压突变dV/dt，所以不考虑参考波直接跨越多个区间的情况，即在一个等效载波周期内，限定参考波只转移到相邻区间内.虽然在理论上，负的载波相移也能达到预期的结果，但它会增加一个周期内功率器件的开关次数. 图3展示了在参考波上升沿和下降沿加入负的相移时，参考波与载波的相交情况. 如图3所示，载波与三角参考波在一个周期4次交叉，将额外引入两次开关动作，因此不适合实际使用.文献[21]提出一种基于PD-PWM的多电平SVPWM调制策略，但是由于PD-PWM算法不能实现各单元之间的功率平衡，导致各单元的散热设计、器件选型均有不同，破坏了多电平拓扑结构原有的模块化优点，所以对于将该算法直接应用于实际系统仍然存在问题.考虑到多电平SVPWM算法在向5电平及以上的拓扑中应用时，计算难度急剧增加，并且鲜有文献涉及多电平SVPWM各单元箱间功率均衡分配的问题，本文提出了一种基于载波实现的多电平SVPWM调制策略，通过引入等效载波的概念分析载波移相与载波层叠两种不同调制策略之间的异同，在此基础上，提出了结合载波移相（单元功率平衡）和载波层叠（输出电压谐波含量低）优势的调制策略. 新的调制策略既能保证每个单元模块间的功率平衡，又能实现与SVPWM同等的直流电压利用率以及输出谐波效果. 此外，相比常规SVPWM算法，本文提出的基于载波实现的SVPWM算法极大地减少了运算时间，且运算时间不随电平数的增多而增加，方便扩展至任意电平. 最后，通过MATLAB仿真和11电平级联H桥平台实验，对该调制策略进行了可行性验证.1 基于载波实现的多电平SVPWM本文以三相5电平级联逆变器为例，对所提出的基于载波实现的多电平SVPWM调制策略进行详细阐述. 图1为三相5电平级联逆变器拓扑结构图.1.1 单相调制策略图2（a）（b）展示了5电平全桥变换器在相同参考波下的PS-PWM和PD-PWM控制策略. 在两种策略中，均采用4个三角载波与一个参考波进行比较的模式，且两种策略的等效开关频率一致. 将这两组载波根据电压大小在垂直方向上等分为4个区间（以图2中细虚线为边界），当只关注参考信号所在的小区间时，输出电压变化只与区间内的三角波信号（图2（a）（b）（c）中粗线）相关. 当参考信号大于三角波信号时，输出电压抬升一个电平;当参考信号小于三角波信号时，输出电压降低一个电平. 而当关注整体输出与参考信号之间的关系时，只需关注参考信号所在区间的三角波信号即可. 基于此，将参考信号所在区间的三角波信号视为一个整体，并且可将其定义为等效载波.等效载波是每个模块原始载波的部分集合，是整体载波的简化，只关注整体输出与参考波之间的关系.。
三相多电平电流型逆变器载波相移SPWM技术
批注本地保存成功开通会员云端永久保存去开通
维普资讯
第 ４ 卷 第 ５期 １
２０ ０ ｏ ｒＥ ｅ ｔｏ ｉｓ
Ｖｏ．１．Ｎ ． １ ４ ｏ５
Ｍａ ２ ０ ｙ， ０ ７
三相多电平电流型逆变器载波相移 Ｓ ＷＭ 技术 Ｐ
载 波相 移 Ｓ ＷＭ（ Ｐ —Ｐ Ｐ Ｃ ＳＳ ＷＭ） 术 是 自然采 样 技 Ｓ ＷＭ 技术 与 多 重化 结 构 的 有机 结 合 。 技 术 具 有 Ｐ 该
等 效开 关频 率 高 ， 关损 耗 小 ， 态 响 应 快 ， 输 频 开 动 传
行性。 并给出了具体的实现方法 。
２ 拓 扑 结构 及 其 工作 原 理
Ｆ ｕ ｄ ｔ ｎＰ ｏｅｔＳ ｐ ｏ ｅ ｙＮ ｔ ｎ ａ ｒｌ ｃ ｎ ｅＦｕ ｄｔ ｎｏ ｈｎ Ｎ ． ４ ７ ３ ） ｏ ｎ ａｉ ｒｊｃ ：ｕ ｐ ｒ ｄｂ ａ ｏａ Ｎ ｔ ａ Ｓｉ ｃ ｏｎ ａ ｏ ｆ ｉａ（ ｏ５ ７ ０ ３ ｏ ｔ ｉｌ ｕ ｅ ｉ Ｃ ０
１ 引 言
关键词 ： 逆变器 ；载波；脉宽调制 ／ 移相 中图分类号 ：Ｍ４ ４ Ｔ ７ ７ Ｔ ６ ； Ｎ ８ 文献标识码 ： Ａ 文章编号 ：０ ０ １０ ２ ０ ）５ ０２ － ２ １０ － ０ Ｘ（０ ７ ０ － ０ ９ ０
Ｒｅ ｅ ｒ ｈ ｏ Ｓ Ｓ ｓ ａ ｃ ｎ ＣＰ ． ＰＷ Ｍ ｃ ｎｑ ｅｉ ｒ ｅｐ ａ ｅ Ｍ ｕ ｔ ｅ ｅ Ｉ Ｔｅ ｈ ｉ ｕ Ｔｈ ｅ － ｈ ｓ ｌｉ ｖ ｌＣＳ ｎ ｌ
载波水平移相SPWM控制器的研究
载波水平移相SPWM控制器的研究陈干;苟锐锋;刘宁;何岸【摘要】级联多电平拓扑结构广泛用于高压变频调速、无功补偿以及电气化铁路牵引等众多领域,本文对基于此类拓扑结构的载波水平移相SPWM调制控制技术进行了Matlab仿真分析,验证了载波水平移相SPWM调制方法的可行性以及理论分析的正确性.在此基础上应用FPGA器件及其开发环境通过软件编程实现载波水平移相SPWM波形生成,进而设计了三相级联载波水平移相SPWM控制器,并通过代码仿真验证了本方案的可行性.【期刊名称】《电气技术》【年(卷),期】2016(000)010【总页数】5页(P49-52,58)【关键词】载波水平移相;FPGA;逆变器;SPWM【作者】陈干;苟锐锋;刘宁;何岸【作者单位】西安西电电力系统有限公司,西安710065;西安西电电力系统有限公司,西安710065;西安西电电力系统有限公司,西安710065;西安西电电力系统有限公司,西安710065【正文语种】中文基于多载波的 SPWM技术是多电平变换器较常用的调制策略之一，是两电平SPWM技术在多电平变换器中的直接拓展［1］。
目前实现多载波 SPWM一般采用载波水平移相（Phase Shifted SPWM，PS-SPWM）和载波垂直移相（LevelShifted SPWM，LS-SPWM）两种技术，前者由于具有等效开关频率高、输出电压谐波含量小、信号传输带宽较大以及控制方法简便等优良特性而广泛应用在级联H桥多电平变流器中。
生成 SPWM脉宽调制波有多种方法，从采用HEF4752、MA818等专用SPWM芯片到单片机或数字信号处理器等，但是随着各种新型SPWM技术的发展对控制芯片提出的更高要求，特别是基于多载波的SPWM技术需要同时输出多路PWM 波，数字信号处理器芯片最多只能产生 12路，不能满足要求。
FPGA器件处理复杂时序和组合逻辑功能强大，具有现场可编程、代码通用性好、易于扩展等特点［2］，对于实现多载波SPWM调制波比较适合。
CPS-SPWM在模块组合多电平变换器中的应用
Ｆｉ ． Ｔｏ ｏｏ ｙ ｏ ｕ － ｄ ｌ ｇ２ ｐ ｌｇ ｆｓ ｂ ｍｏ ｕｅ
相互替代的特点 ， 可以工作在冗余模式 ． ＭＭＣ可方 便扩展到较高的电压和功率处理等级 ， 无需使用工
频变 压 器 就 可 应 用 于 中 高 压 大 功 率 的 场 合 ， ＭＭＣ
ｔ ｎｏ Ｐ － Ｐ Ｍ ｐ ｌｉｇ ｆ ｒＭ Ｍ＿ ｗａ ｒｐ ｓ ｄ ａ ｄ ａ ａｙ ｅ ｎ ｄ ｔｉ．Ｔｈ ｉ ｌｔ ｎ ｒｓ ｌ ｉ ｆＣ Ｓ Ｓ Ｗ ｏ ａ ｐｙｎ ｏ Ｃ ｓｐｏ ｅ ｎ ｎ ｌｚｄ ｉ ｅ ａｌ ｏ ｅｓｍｕａｉ ｅｕｔ ｏ ｓ ｓ ｏ ｔａ ＰＳ Ｓ ｈ ｗ ｈ ｔＣ － ＰＷ Ｍ ａ ｆｅ ｔ ｅｙｓ ｐ ｒｓ ｈ ｏ ｏｄ ｒｈ ｒ ｎｃ ｆＭ Ｍ Ｃ ｎ ｅ ｗｅ ｗｉ ｈ ｃ ｎ ｅｆｃｉ ｌ ｕ ｐ ｅｓｔｅｌｗ ｒ ｅ ａｍｏ ｉ ｏ ｖ ｓ ｕ ｄ ｒｌ ｒｓ ｔ — ｏ ｃ
１ 模 块 组 合 变换 器 拓 扑 结构
１ １ 拓 扑结构 ．
图 １为 一 个 ９电 平 三 相 ＭＭＣ结 构 示 意 图．
ＭＭＣ的各相桥臂分 为上桥臂 和下桥臂 ， 下） 上（ 桥 臂分别由 ４ 个相同的子模块和 １ 个交流电抗器依次
串联构成 ； ＭＭＣ具有 电路结 构 模块 化 、 模 块 可 以 子
第５ 期
孙
浩等 ：Ｐ ｒ Ｍ 在模块组合多 电平变换器 中的应用 Ｃ Ｓｓｌ Ｗ
１３ ３
中点 ， １＝
到 三相桥 臂 中 ．
＝ ０５ ； 有 功功 率 平 均 分 配 ．ＶＤ ③
差 固定 角度 的信 号 作 为载 波 ； 变 换 器 总 的输 出为 ③ 阶梯 波 ， 阶梯数 越多 ， 变换 器总 的输 出就越 接近正 弦
基于CPS-SPWM的级联H桥多电平逆变器控制方法
基于CPS-SPWM的级联H桥多电平逆变器控制方法
游林旭;王锐凤;郭谋发
【期刊名称】《电气技术》
【年(卷),期】2016(000)009
【摘要】级联H桥多电平逆变器适用于各种高电压、大电流的场合;载波移相正弦脉宽调制(CPS-SPWM)技术易于实现,等效载波频率高,已成为级联多电平逆变器使用最广泛的调制方法.采用了一种可节省硬件资源的改进型载波移相调制方式,在对其调制原理进行详细分析的基础上,利用PSCAD/EMTDC软件搭建级联H桥多电平逆变器的软件仿真模型,结合基于IPM模块实现的物理实验系统,研究了载波频率对逆变器输出电压谐波特性的影响.仿真及实验结果均表明改进型CPS-SPWM技术能够使逆变器的输出电压波形趋近正弦波,并降低其畸变率.
【总页数】7页(P5-11)
【作者】游林旭;王锐凤;郭谋发
【作者单位】福州大学电气工程与自动化学院,福州 350116;国网福建省电力有限公司技能培训中心,福建泉州 362000;福州大学电气工程与自动化学院,福州350116
【正文语种】中文
【相关文献】
1.级联H桥型多电平逆变器中变压器磁抑制控制方法研究 [J], 李宇飞;王跃;冯宇鹏;张建;姚为正
2.电容钳位H桥级联多电平逆变器功率均衡控制方法 [J], 叶满园;康翔;宋平岗
3.级联五开关H桥多电平逆变器功率均衡控制方法 [J], 叶满园;康翔
4.级联H桥型多电平逆变器的CPS-SPWM调制策略研究 [J], 张贞艳;仲伟松
5.混合H桥级联多电平逆变器功率均衡控制方法 [J], 叶满园;肖云煌;康翔;宋平岗因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。
基于DSP与FPGA的MMC载波移相调制SPWM方法实现
基于DSP与FPGA的MMC载波移相调制SPWM方法实现王鹏
【期刊名称】《通信电源技术》
【年(卷),期】2016(0)2
【摘要】在研究载波移相正弦脉宽调制(CPS-PWM)原理的基础上,设计了一种基于数字信号处理器(DSP)和现场可编程门阵列(FPGA)适合模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter,MMC)的载波移相PWM发生器.其采用主从式控制结构,主控制器DSP产生调制信号,从控制器FPGA产生载波信号并通过载波移相调制算法输出PWM信号,主从控制器通过串行通信进行数据交换和时序同步.对设计方案进行仿真和实验验证,表明了设计该PWM信号发生器的正确性与可行性.【总页数】3页(P116-117,129)
【作者】王鹏
【作者单位】淮北矿业股份有限公司涡北选煤厂,安徽淮北235000
【正文语种】中文
【中图分类】TM464
【相关文献】
1.基于 DSP 和 FPGA 的载波移相脉冲生成方法 [J], 杨国润;肖飞;范学鑫;谢桢;王瑞田
2.基于DSPs的SPWM波调制方法的实现 [J], 王成;叶天晓;张峰
3.基于CPS-SPWM调制方法的MMC-HVDC输电系统冗余保护策略研究 [J], 胡益;王晓茹;胡柏玮
4.基于载波移相的MMC逆变器调制方法研究 [J], 孙黎;胡峰;马成廉;赵书健
5.基于DSP+FPGA的载波移相算法的研究与实现 [J], 刘国祥
因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。
基于DSP的载波移相多电平PWM实现方法
基于DSP的载波移相多电平PWM实现方法DSP（Digital Signal Processor，数字信号处理器）是一种专门用于数字信号处理的专用微处理器。
它可以执行复杂的算法和实时处理，非常适合用于实现载波移相多电平PWM（Pulse Width Modulation，脉宽调制）技术。
载波移相多电平PWM是一种通过调整脉宽来控制输出电压的方法，广泛应用于电力电子领域，例如交流电机驱动、电源变换器等。
在实现载波移相多电平PWM时，需要精确地计算脉冲的宽度和相位，以达到精确控制输出电压的目的。
DSP的高性能和实时性能使其成为实现这种技术的理想选择。
下面将介绍一种基于DSP的载波移相多电平PWM实现方法：1.选择合适的DSP芯片：首先需要选择合适的DSP芯片，具有足够的计算能力和接口功能，以满足实时计算和控制要求。
常见的DSP芯片有TI的TMS320系列和ADI的SHARC系列等。
2.信号采样和处理：通过采集输入信号和测量输出电压，将信号转化为数字信号，并通过DSP进行处理。
可以使用模数转换器（ADC）进行模拟信号的数字化，并使用数字输出模数转换器（DAC）生成PWM信号。
3.确定调制波形：根据所需的PWM输出信号特性，选择合适的调制波形，例如正弦波、三角波等。
在DSP中，可以通过数学运算生成波形或使用预设的波形表。
4.计算脉冲宽度：通过计算得到不同相位的脉冲宽度，从而实现多电平PWM控制。
可以使用相位锁定环（PLL）或数字锁相环（DLL）等技术来计算相位差，并根据所需的相位差计算脉冲宽度。
5.生成PWM输出：通过DSP的输出端口产生PWM信号，并将其连接到电力电子器件，例如功率放大器、驱动电路等。
根据计算得到的脉冲宽度和相位差，控制PWM的高电平和低电平时间，从而控制输出电压的大小和相位。
6.反馈控制：通过测量输出电压，进行反馈控制，使得输出电压稳定在设定的值。
可以使用模拟和数字滤波器对反馈信号进行处理，使用控制算法调整PWM信号，以实现闭环控制。
基于载波相移SPWM技术的电流型有源电力滤波器的研究_李建林
与器件开关频率较低的矛盾，可使 GTO 等特大功率 器件组成的变流器用于 APF 装置。 本 文 还 提 出 一 种 实 用 于 APF 的 基 于 CPS-SPWM 的电流型变流器。 与 SPWM 技术相比， 采用这项技术来消除相同的谐波所需的开关频率更 低。有些文献中将应用于 SVG 和 SMES 的这项技 术称为相移 SPWM[3, 4]。仿真和实验结果进一步证 实了 CPS-SPWM 的实用性和可行性。我们认为， 该项技术在将来的大功率变换器中会逐步得到人们 的认可，结合 CPS-SPWM 技术和超导储能技术的 新型电流型 APF 会有一定的应用前景。
M1( t) M2 (t)
t (b) 5 个模块输出的二逻辑 SPWM 波形
(3)
t pu 1.0 0.5 0.0 0 10 20 30 f/f0 pu (d) 1 号模块输出信号频谱（归一化频率） 1.0 0.5 0.0 0 10 20 30 f/f0 (e) 各输出信号迭加后信号频谱（归一化频率） (c) 5 个二逻辑 SPWM 波形之和
V 1
V Vtot V
2 Vdc 3
V
N
Fig.3
图 3 单相电压型变流器拓扑结构图 Topology schematic sinre-phase of phase-shifting voltage source SPWM converter
第 10 期
∆θ
李建林等： 基于载波相移 SPWM 技术的电流型有源电力滤波器的研究
La Lb Lc San Sbn Scn
关键词： 三逻辑 SPWM 技术；电流型变换器；载波相移 SPWM；有源电力滤波器
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
基于SPWM控制信号实现载波移相多电平技术随着电力电子技术和电力半导体技术的迅速发展，中压大功率传动设备不仅提高了资源的利用率，同时还降低了生产的成本，虽然其电路的拓扑结构和控制技术已经比较成熟，但多电平技术的研究仍备受大家的关注。
多电平技术避免了器件的直接串联，具有输出电压高，谐波含量低，电压变化率小，开关频率低等优点。
多电平技术实现的关键在于如何实现大量的SPWM控制信号。
1 引言
SPWM法是一种比较成熟的，目前使用较广泛的PWM法。
前面提到的采样控制理论中的一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。
SPWM法就是以该结论为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。
2 总体设计方案
2.1单元串联多电平变频器拓扑结构介绍
单元串联多电平变频器的拓扑结构简单，易于模块化，可以根据系统对输出电压、电平数的要求确定功率单元的级数。
如图1所示，
七电平H桥串联逆变器拓扑结构图，其单相电压是由三个功率单元组成，每个功率单元均为H桥逆变电路结构，输出端依次串联在一起，并利用SPWM信号控制功率单元中开关器件的通与断。
2.2载波移相控制理论
一般来说，N电平的逆变器调制，需要N-1个三角载波。
移相载波调制法中，所有三角波均具有相同的频率和幅值，但是任意两个相邻载波的相位要有一定的相移，其值为
(1)
通过调制波和载波的比较，可以产生所需要的开关器件的驱动信号。
但在数字化实现中，载波移相法一般不是由一个调制波和一组经过相移的载波比较生成，而是由调制波和一个载波进行比较之后，再进行一定的延时得到各个功率单元的SPWM 控制信号。
采用DSP+CPLD来完成多路SPWM控制信号的实现。
其中由DSP控制器实现单相电压中的第一级功率单元两桥臂控制信号，并由CPLD来实现对这两路控制信号的移相延时，进而实现单相电压中各个功率单元的SPWM控制信号。
系统原理框图如下图2所示
3 DSP控制部分
DSP控制部分主要任务是实现单相电压中第一级功率单元的两路控制信号。
如图3所示，这两路控制信号分别控制左桥臂Q1和右桥臂Q3两开关器件的通与断，Q2和Q4控制信号分别为Q1和Q3信号的互补信号，Q1和Q2、Q3和Q4信号间需要增加一定的死区延时时间。
功率单元左桥臂Q1的控制信号当参考波大于载波时，输出高电平，Q1导通，Q2截止;反之，输出低电平，Q1截止，Q2导通。
Q1信号取反后得到Q2信号。
左桥臂Q3的控制信号由互差180的三角载波与参考波比较得到，当参考波大于载波时，输出高电平，Q3导通，Q4截止;反之，输出低电平，Q3截止，Q4导通。
Q3信号取反后得到Q4信号。
载波与参考波的比较过程参考图4，两桥臂控制信号的实测波形如图5。
对以上内容的分析，在本系统中采用了DSP TMS320F2812作为该部分的控制核心其内核为32位，运行速度可以达到150MIPS，同时其有6路独立的PWM输出、2个异步串行通讯口、16通道12位AD输入，内置了36K的RAM和256K的Flash存储器，在主控制电路中，只需要在该DSP的基础上配合一些简单的外围电路即可实现所需的6路SPWM控制信号。
4 CPLD控制部分
CPLD控制部分主要任务是对第一级功率单元H桥左、右桥臂控制信号进行移相，进而得到以后各级功率单元的左、右桥臂的控制信号。
该部分设计的关键是信号的边沿检测和移相延时两部分。
如下图6所示，首先，CPLD对SPWM进行边沿信号检测，当检测到上升沿(或下降沿)到来后，再进行Td时间的延时，最后输出置1(或0)。
边沿信号检测可以利用边沿触发的触发器去检测上升沿或下降沿，但是这种方式对于边沿的检测过于敏感，系统中的一个尖峰干扰将会导致边沿检测的误判，我们进行多次采样，比较前后几次采样的结果，再来判别边沿是否到来。
移相延时部分最重要的是对延时时间的选择，延时时间长或短都会影响到系统的性能，本设计中，第二级功率单元的延时时间根据公式(2)计算得到：
(2)
其中，为三角载波频率，N为逆变器输出电平数。
经过CPLD移相后，A相三个功率单元的左桥臂控制信号如下图7所示，第一级功率单元的输出如图8，图9是A相三个功率单元输出叠加后的波形。
利用DSP和CPLD相结合的方法实现载波移相多电平PWM，使单元级联型多电平技术变得更加模块化，同时使产品的升级变得更简单化。
不需要改变DSP中的程序，也不需要改变DSP部分的硬件电路设计，只需要改变CPLD中Td的时间，并相应的增加两路输出即可。
5 总结
多电平技术的发展，需要能够产生大量的PWM信号的控制器，但传统的控制器只能提供6路PWM信号，远不能满足要求，仍需要更改大量的代码，进行长期的调试等等，延长了产品上市的时间。
为此本文设计了基于DSP+CPLD的载波移相多电平PWM实现的方案，该方案不仅可以输出18路PWM信号，而且稍加修改便可以输出24路、36路等更多路PWM信号。