20170404-三个基本功率变换器的比较
20170403-三个基本功率变换器在DCM下的稳态关系
iL (t )
AS
ILP
DTs
D′Ts
IL
D′′Ts
Ts
M=
Vo 1 + 1 + 4 D 2 / K 2 Lfs ，其中： K = = Vg 2 R
3：Buckboost 变换器在 DCM 下的稳态电压增益：
AS PS
IoL
C
iL (t )
Vg
ILP
Vo
DTs
D′Ts
L
IL
D′′TsILTsM =，得到：
M =
2 1 + 1 + 4(1 − D) / D 2
=
2 =D 1 + (2 − D) / D
2
在 Boost 变换器中，将边界关系 K = D (1 − D ) 代入 M =
1 + 1 + 4D 2 / K ， 得到： 2
2 2 1 1 + 1 + 4 D 2 / K 1 + 1 + 4 D / D(1 − D) = = M = 1− D 2 2
2 Lfs Vo D ，其中： K = = R Vg K
用得到的 DCM 下之输出电压与输入电压的稳态增益关系， 再将各变换器的 CCM/DCM 边界条件代进去，会发现得到的关系，即是对应变换器在 CCM 下的稳态增益关系。 在 Buck 变换器中：将边界关系 K = 1 − D 代入 M =
2 1 + 1 + 4K / D 2
在 Buckboost 变换器中，将边界关系 K = (1 − D ) 2 代入 M =
D K
， 得到：
M =
D K
=
D (1 − D) 2
三类自激变换器及其解析结果
文献 ［ ］ １ 描述 了 三 类 基 本 的 变 换 器 （ 压 、 降 升
压 、 向 变 换 器 ） 为 他 激 调 宽 变 换 器 ． 组 成 中都 反 均 其
中电感 器的设计 参数 （ 绕组 匝数 Ⅳ ， 指 磁芯 截 面积
Ａ和 等效 气 隙 长 度 ６ ） 文 中 给 出 了 以 、 。Ｐ 、 、 ． Ｖ 、 。Ｎ。 Ａ、 变 量 的 和 的表 达 式 ， 们 揭 示 了 变 换 器 占为 它
孙 定 浩
自激运 行模式 ， 图 １ 示 ． 见 所 其组 成 的 特点 是 ， 没有 振荡器 ， 只在 电感 元 件 中增 设 了一 个 绕 组 Ⅳ ： 当磁
芯 中磁 通 量 下 降 时 ， Ⅳ 用 中 的 感 应 电 流 断 开 晶 体
（ 北京控 制工程 研究所 ， 北京 １０ ９ ） ０ １０
Ｖｅｒ ｅｒ ｌ
本 文 用 能 量 传 输 的 观 点 分 析 这 三 类 自激 变
换器 ． 结果表 明 ： 当给定输 入 电压 ， 出电压 和 ， 输 输 出功 率 Ｐ 时 ， 这三类 变换器 的运 行特征 参数 ——
运 行 周 期 ７和 磁 芯 的最 大 磁 通 量 密 度 决 定 于 图 １ １
行 器 中 的 应 用． 关键 词 ：自激 降 压 变换 器 ； 自激 升 压 变 换 器 ； 自激
反 向 变 换 器
＃ 人 ｃ Ｔ 一 ． ／ 一
（ ａ）闩激降压变换器
中 图 分 类 号 ：Ｖ２ ２ ４＋３ ４． ｌ
文献标 识码 ： Ａ
文章 编 号 ：１ ７ —５ ９ ２ ｌ ０ －０ ５０ ６ ４ １ ７ （ ０ ０） ２ ５ －３ ０
摘 要 ： 三 类基 本 的他 激 脉 宽 调 制 变换 器 （ 压 、 将 降
20170403-三个基本功率变换器的CCM-DCM边界条件
三个基本功率变换器的CCM/DCM 边界条件普高（杭州）科技开发有限公式 张兴柱 博士对于Buck 变换器、Boost 变换器和Buckboost 变换器，在工作点发生变化时，其工作模式也会跟着发生变化，这种变化可用下图来表示：边界LPL I I 21=CCM/DCM边界LP L I I 21>CCM LPL I I 21<DCM随着负载电流的减小，三个变换器中的电感电流会从黄色的波形，变化到红色的波形。
黄色波形的工作模式，在一个开关周期内只有两个工作间隔，称为CCM ；红色波形的工作模式在一个开关周期内有三个工作间隔，称为DCM 。
在这两个波形之间，有一个兰色的电感电流波形，它的上方是CCM ，它的下方是DCM ，因此兰色波形所对应的工作点，叫做CCM/DCM 的边界工作点。
在CCM/DCM 边界上的这些工作点，是两种模式工作点的特例，因此它们既可以被当作CCM 工作点来看待，也可以被当作DCM 工作点来看待。
1：三个基本变换器的CCM/DCM 边界条件：L2： CCM/DCM 边界条件的示意图：用CCM/DCM 边界波形和电感电压的伏秒平衡定律，可以推导出三个基本变换器的CCM/DCM 边界关系，如上图所示。
从获得的CCM/DCM 边界关系，可以看出，这是一个方程，方程的左边是占空比的函数，方程的右边是随负载电阻变化而变化的一个变量，与占空比无关，在数学上，可将这三个基本变换器的CCM/DCM 边界方程写成下面的一般形式：crit K D K =)( （1）其中RLf K scrit 2=，是与负载和功率级参数有关的变量； D D K −=1)(，Buck 变换器； 2)1()(D D D K −=，Boost 变换器；2)1()(D D K −=，Buckboost 变换器。
这个函数与具体的拓扑结构和占空比有关。
如将方程（1）中的两边，均看成是占空比D 的函数，并画在同一张坐标中，则CCM/DCM 边界就可以被理解为是这两个函数的交点，下面是三个基本变换器的这种边界示意图：D K −=1(1()(D D K =1()(D K −=Buck 变换器 Boost 变换器 Buckboost 变换器在CCM/DCM 边界示意图上，如两根曲线有交点，则这个交点（图中红色的点）就是CCM/DCM 边界工作点，而CCM 区间及DCM 区间则可用下面的不等式来判断。
20170402-DC-DC功率变换器的两种工作模式
PWM DC-DC 功率变换器的两种工作模式普高（杭州）科技开发有限公式 张兴柱 博士任何一个PWM DC-DC 功率变换器，当输入或者负载发生变化时，其在一个开关周期内的工作间隔数量也会发生变化。
为了容易理解，先以电流负载下的Buck 变换器为例子，来说明这种变化。
oL在负载电流比较大时，该变换器的一个开关周期内，只有两种工作间隔，即有源开关AS 导通、无源开关PS 截止的s DT 间隔，和有源开关AS 截止，无源开关PS 导通的s T D ′间隔。
这种工作模式下，电感上的电流始终大于零，称为电感电流连续导电模式，简称为CCM 模式。
由于电容C 上满足安秒平衡定律，也即其在一个开关周期内的平均电流为零，所以电感电流在一个开关周期内的平均值必等于负载电流。
当负载电流变小时，电感电流在一个开关周期内的平均值也必然变小，当变小到上图中红色波形的负载电流时，如果再继续变小负载电流的话，电感电流在有源开关AS 截止的间隔内，将减小到零。
当无源开关采用二极管时，由于二极管的单向导电特性，一旦流过二极管的电流（在本例子中，即为电感电流）降为零时，二极管就会自动关断而截止，因此在这个负载之下的负载，变换器在一个开关周期内，会增加一个工作间隔，即s T D ′′间隔，这个间隔中的有源开关和无源开关均截止，这样的工作模式被称为电感电流不连续导电模式，简称DCM 模式。
其电感电流的波形中，有一段时间的电流为零，如下图所示。
L任何PWM DC-DC 功率变换器，只要其无源开关采用二极管，那么在它的稳态工作点范围内，通常均有存在两种不同工作模式工作点的可能。
这两种工作模式的转换之处，一般称作CCM/DCM 的边界，如上例中红色电感电流波形所对应的负载，即为CCM/DCM 的边界负载，在这个负载之上的负载，变换器工作于CCM ；在这个负载之下的负载，变换器工作于DCM 。
选择DC-DC功率变换器的工作模式，对于设计出一个性价比最优的开关电源是非常重要的。
20170402-三个基本功率变换器在CCM下的稳态关系
普高（杭州）科技开发有限公式 张兴柱 博士
最基本的 DC-DC 变换器有三个，它们是 Buck 变换器、Boost 变换器和 Buckboost 变换 器。根据电感上电压的稳态伏秒平衡定律，可以方便地推导出这三个基本变换器在 CCM 工 作模式下的稳态输入输出关系。 1：Buck 变换器的稳态电压增益：
1− D
从得到的输出电压与输入电压之稳态增益关系中，可以看出： Buck 变换器最基本的特 性是降压；Boost 变换器最基本的特性是升压；Buckboost 变换器最基本的特性是升降压， 且其输出与输入的极性相反。
这三种稳态电压增益关系，分别代表了三种类别的功率变换器，由它们延伸的各种功 率变换器拓扑，基本上也可以归结为这三大类，即降压型变换器；升压型变换器；升降压型 变换器。
1
为 1 时，且是可以稳定工作的，其原因是在稳态时，因为输出电压和输入电压的相同，导致 每一个开关周期内，在电感上既没有激磁，也没有去磁，所以可以长期稳定工作。
不过在实际的产品应用中，一般都会对其控制的最大占空比设一个限制。目的是防止 元器件的应力过高，和实现变换器的性能最优。
另外当负载为空载时，这三个基本变换器，在某一占空比控制下的工作均是不可能的， 原因是这种情况下的输出电容只有充电，没有放电，导致其安秒的不平衡，结果是使输出电 容上的电压不断升高，最终导致输出电容因电压超过额定值而损坏。
2Ig ASVg NhomakorabeaPS
L
IL
C
2：Boost 变换器的稳态电压增益：
Ig
L
PS
Vg
AS
C
3：Buckboost 变换器的稳态电压增益：
AS
功率放大电路三种类型输出功率管耗对比
功率放大电路三种类型输出功率管耗对比
功率放大电路常见的三种类型是A类、B类和AB类。
它们在输出功率和功率管的耗散方面有所不同。
A类功率放大电路的输出功率比较小，一般在几瓦到十几瓦之间，效率低（一般不超过50%）。
但是功率管的工作状态始终在放大区，功率管的静态电流一直存在，会导致功率管的耗散功率比较高。
B类功率放大电路的输出功率可以非常大，一般在几十瓦到几百瓦之间，效率相对高（一般能够达到70%以上）。
但是功率管只有在输出电流大于某个阈值时才会开始工作，因此，当输出功率较小时，功率管的静态电流比较小，耗散功率也比较小。
AB类功率放大电路则是A类和B类的折中方案，输出功率和效率都比较高。
它的输出功率可以从几瓦到几十瓦不等，效率同样可以高达70%以上。
在输出功率较小的时候，功率管的静态电流比较小，耗散功率也比较低，而在功率较大时，功率管的工作状态与B类相似，也能够输出较大的功率。
因此，在选择功率放大电路的类型时，需要根据具体的应用场景和需求来决定。
完美推导三大基本变换器公式
完美推导三大基本变换器公式
1基本概念和公式
首先要讲到电容的基本公式：
电容器上所储存的电荷与施加于电容器上的电压成正比，有：
q=Cv
C为比例常数，称为电容器的电容（capacitance）,单位法拉（farad,F）,电荷运动产生电流，用数学表示为i=dq/dt 电流的单位为安培。
对q=Cv两边取微分得：
i=Cdv/dt
根据对偶原理得：
v=Ldi/dt
对于给定的时间增量或减量（v,i为常量，对于恒定的全部更改为大写的V,I）
基本概念：
对于一般方波功率变换，总有在开关导通器件施加一个恒定电压（V on）,而在关断器件自动得到另一个恒定电压（极性相反，幅值为V off）,这将形成分段线性电流.其幅值为上面对偶
的到的公式
电流取一个变化量得：
V on=L*△Ion/ton 推导出△Ion= V on*ton/L
V off=L*△Ioff/toff 推导出△Ioff= V off*toff/L
整体电流和电压波形可以重复，电路才工作于稳态。
（关键概念）
即：开通和关闭期间电流的变化量必须相等（△Ion=△Ioff）
即可得伏秒法则：V on* ton= V off* toff
以下的公式推导只针对于CCM变换器
首先要几个基本公式:。
电路中的功率放大器和功率放大
电路中的功率放大器和功率放大在现代的电子设备中，功率放大器扮演着重要的角色。
它们可以将输入信号的能量提高到足够的水平，以便驱动更大的负载，例如扬声器或电机。
本文将介绍功率放大器的原理和不同类型的功率放大器。
功率放大器的原理很简单，就是通过控制输入信号的电流或电压来提高输出信号的能量。
其中最常见的方式是利用晶体管或集成电路作为放大器的核心元件。
传统的B类功率放大器使用了双极型晶体管，而现代的D类功率放大器则采用了MOSFET或IGBT等器件。
功率放大器的分类主要有两种，即A类和B类。
A类功率放大器在整个信号周期内都工作，因此具有很好的线性度，但效率较低。
而B类功率放大器只在输入信号上升或下降时才工作，因此效率较高，但存在一定程度的失真。
为了兼具线性度和效率，一些先进的功率放大器采用了AB类或AB类以上的配置。
在功率放大器的设计中，还需要考虑输出阻抗匹配、过载保护和热稳定性等问题。
输出阻抗匹配是为了确保尽可能多的能量被传递给负载，而不会因阻抗不匹配而产生能量损失。
过载保护是为了防止过大的输入信号带来的损坏，通常通过电流限制器或过热保护电路来实现。
热稳定性则是为了确保在高温下仍能保持正常工作状态。
除了功率放大器，还有一种特殊的功率放大器——差分放大器。
差分放大器是一种有两个输入和一个输出的电路，常用于放大微弱信号或抑制噪声。
它利用两个对称输入信号的差值来放大输出信号。
差分放大器在音频设备和通信领域中得到了广泛应用。
功率放大器的应用非常广泛，例如在音响系统中，功率放大器将来自音源的低电压信号放大到足够的水平，以驱动扬声器发出音频。
在工业控制领域，功率放大器用于驱动电机或执行机构。
在通信系统中，功率放大器用于放大来自信号发生器或调制解调器的信号，以便传输到远处。
总之，功率放大器是现代电子设备中不可或缺的组成部分。
它们通过提高输入信号的能量来满足各种负载的要求。
通过选择适当的功率放大器类型和合理的设计，可以实现性能和效率的平衡，以满足不同领域的应用需求。
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三个基本功率变换器的比较
普高（杭州）科技开发有限公式张兴柱博士
1：电路结构的比较：
2：基本特征的比较：
变换器Buck变换器Boost变换器Buckboost变换器特征1 降压、输入同极性升压、与输入同极性升降压、与输入反极性特征2 输出电流连续输入电流连续输入电流脉动
特征3 输入电流脉动输出电流脉动输出电流脉动
特征4 驱动与输入不共地驱动与输入共地驱动与输入不共地
3
4
5
6
半平面零点，所以它们的动态特性没有Buck变换器的好。
7
半平面零点，所以它们的动态特性没有Buck变换器的好。
8：三个基本变换器所衍生的家族的比较：
从Buck变换器衍生的DC-DC功率变换器有很多，如正激变换器、对称驱动半桥变换器、对称驱动全桥变换器、推挽变换器、相移控制全桥变换器、不对称半桥变换器和半桥LLC变换器等等。
中大功率开关电源中，所应用的拓扑基本上都是这个家庭的成员。
而在非隔离POL及VRM中，所应用的拓扑，多数都是Buck变换器本身。
从Boost变换器衍生的DC-DC功率变换器不多。
这个家族中用得最多的成员，还是Boost变换器本身，它目前已是单相PFC的标准功率级电路。
但随着新能源应用的快速发展，这个家族的发展也是日新月异，许多隔离Boost变换器正在被提出与研究。
从Buckboost变换器衍生的DC-DC功率变换器不多。
这个家族中用得最多的成员是RCD吸收单反激和三绕组吸收单反激。
它们是大部分小功率AC/DC、DC/DC开关电源中的功率级，电感电流一般工作于DCM模式，所以仍然可以实现较高的动态指标。
Buckboost变换器自身的应用很少，但DCM 反激变换器的应用且是非常广泛，除了小功率AC/DC和DC/DC开关电源中的功率级外，还用作要求不高的单级PFC，如LED 驱动和电池充电器等等。