D类功率放大器设计报告

D类功率放大器设计报告目录摘要关键字1.设计分析2.系统方案2.1前置放大电路的论证与选择2.2三角波产生电路的论证与选择2.3调制电路的设计2.4整形、延时、驱动及功放输出电路设计2.5低通滤波器设计3.测试方案与测试结果3.1电路测试3.2测试结果与改进方案4.测试结果4.1测试结果4.2结果数据分析附录1：参考文献附录2：电路图摘要本文主要论述了D类功率放大器的系统设计方案、理论分析与计算和系统硬软件设计等，D类功率放大器由+5V电源供电，整个系统主要由前置放大电路、三角波产生电路、PWM调制电路、功率放大电路、低通滤波电路组成。

通过该系统的各个部分的功能实现了对音频信号的放大作用。

关键词D类功率放大器、PWM脉宽调制、功率放大、四阶巴特沃斯滤波器、H 桥功率放大器电路D类功率放大器1.设计分析音频功率放大器的目的，是以要求的音量和功率水平在发声输出元件上重新产生真实、高效和低失真的输入音频信号。

衡量音频放大器优劣的主要性能，一是它的频率特性指标，包括频率响应、谐波失真度和互调失真度；二是它的时间特性指标，包括瞬态响应、瞬态互调失真和阻尼系数；三是信号噪声比、最大输出动态范围、最大功率和效率；尤其第三个方面的性能指标主要由功率放大器实现。

传统的低频功率放大器主要有：A类(甲类)、B类(乙类) 及AB (甲乙类)。

A类放大器的晶体管总是处于导通状态，即在一个输入信号周期内，功率器件都是导通的，也就是说没有信号输入时，晶体管也有输出功率，因此晶体管功耗非常大。

因为通常有很大的直流偏置电流流过晶体管，而没有提供给负载，尽管其效率很低(约20%)，但精度非常高。

它的优点是输出信号的失真比较小，缺点是输出信号的动态范围小、效率低，理想情况下其效率为25 %。

B类放大器采用两只晶体管推拉工作，每只晶体管工作半个周期：一只晶体管工作于输入信号的正半周，另一只晶体管则工作于输入信号的负半周，因此在理论上两只晶体管不会在同一时间内导通。

在没有输入的情况下，两只晶体管均处于截止状态且无输出功率，因此其效率高于A类放大器。

由于晶体管都需要一定的开通时间，这样，在两只三极管交替工作过程中，输出端存在一个短暂的无输出功率状态，这个无功率区域称为交越区，这就造成了相对较大的信号失真。

在理想情况下，其效率为75%，实际使用中，效率约为40%左右。

AB 类放大器与B 类放大器非常相似，由于AB 类放大器使用了小的直流偏置电流，使两只晶体管在同一时刻微导通以消除交越失真，因而其性能有所改善。

AB 类放大器的效率(约为50%)不如B 类放大器高，但精度得到了提高，因此常作为音频放大器使用。

D 类放大器由于采用了不同于上述各类放大器的拓扑结构（见图2-10），其功耗远低于上述任何一类放大器。

2.系统方案根据设计要求及对各类低频功率放大器的分析，本设计选用D 类放大器，它由前置放大器、三角波产生电路、脉宽调制器、整形电路、延时及驱动电路、功率放大器及低通滤波器等组成。

其系统框图如图所示。

前置放大器的作用一方面要满足系统对输入阻抗大于ΩK 10的要求，另一方面可使电压放大倍数从1至20倍可调，前置放大电路由宽带运算放大器及电阻、电容组成。

20N ≥时，调制器输出端产生的矩形脉冲，其宽度正比于正弦波的幅值与三角波幅值之比，即在每个音频信号周期内，PWM 脉冲的占空比正比于音频信号的幅度，考虑到低通滤波器的幅频特性，本设计选用四阶巴特沃思LC 滤波器，它对KHz 150的载波信号衰减达dB 60。

因此，综合考虑上述因素，三角波产生电路的频率选为KHz 150，三角波电路由宽带运算放大器及高速电压比较器组成。

脉宽调制器由于使用自然采样法产生PWM 脉冲，故电路采用高速电压比较器。

由于设计要求功率放大器为+5V 供电，这样电压比较器也采用单电源供电，因而电压比较器输出为单极性PWM 调制信号。

整形电路的作用是将调制器输出的PWM 信号变换成为一对反相的脉冲信号，以驱动功放电路，本系统采用反相施密特触发器作为整形电路。

延时及驱动电路的作用一是将整形电路输出的一对反相的脉冲信号进行适当的延时，以避免H 桥MOS 管上、下同时导通；二是给功放管提供合适的驱动电流。

D 类功率放大器采用增强型MOS 管组成的H 桥高速开关电路，由于它工作于开关状态，输出管的功率损耗极低，因而有效功率可以达到很高。

2.1前置放大电路的论证与选择方案一：采用仪用放大器实现前置放大当输入信号离测量放大器较远或干扰较大时，会造成两点地电位不统一，这样不可避免存在长线干扰和传输网络阻抗不对称引入的误差。

为了抑制干扰、减少误差，运放通常采用差动输入方式。

仪用放大器的特点是：高输入阻抗，以抑制信号源于传输网络电阻不对称引入的误差；高共模抑制比，以抑制各种共模干扰引入的误差；高增益及宽的增益调节范围，以适应信号源电平的宽范围；抑制共模信号干扰的最常用的方法，是在基础同相并联电路之后，再接一级差动运算放大器，电路如图2-19所示，它不仅能割断共模信号的传送，还将双端变单端，以适应接地负载的需要。

仪用放大器均采用双电源供电，由于设计要求功率放大器的电源电压为+5V ，如果前置放大器采用双电源供电，则信号在处理过程中要采用提升直流电压的方法来变换信号，电路形式过于复杂。

方案二：采用同相输入的运算放大器实现前置放大按设计要求，功放部分为单电源供电，故前置放大及整个系统均采用单电源供电为宜。

由于设计要求电压增益为1—20倍连续可调，输入信号最高频率为kHz 20，且输入阻抗要求不高，为k Ω10，故本设计采用具有单电源供电的运放组成的前置放大器。

电路如图2-20所示。

能够使用单电源供电的运放有uA741、oP07、NE5532及TLC4502等。

对于uA741和OP07在相同输入条件下，当电压增益为100时，对应的带宽为kHz 10；对于NE5532，当电压增益为100倍时，带宽为kHz 130；对于TLC4502，当电压增益为100倍时，带宽为.3MHz 1。

因此选用宽频带、低漂移的运放TLC4502，组成增益可调的同相宽带放大器，路如图2-20所示。

2) 电路参数选择及电压增益的确定由设计要求，整个功放的电压增益从1—20连续可调，当功放输出的最大不失真功率为1W 时，其负载8Ω电阻上的电压计算过程如下：因为o P 为最大不失真输出功率，o V 为负载Ω=8L R 电阻实际电压的有效值，这样而o V 的幅值其峰-峰值故Ω8负载的峰—峰值由于送至脉宽调制器3A 输入音频信号P P V -不能大于2V ，这样，功率放大器最大输入信号为2V ，所以功率放大器的最大电压增益42/82==V A 。

由设计要求，系统总的电压增益2021=⋅=V V V A A A ，其中42=V A ，所以要求前置放大器的电压增益51=V A ，即可满足要求。

之所以选择同相放大器，是因为它的输入阻抗较大，容易实现输入电阻k Ω10≥i R 的要求，同时运放在单电源供电时仍能正常地放大。

取4A 的V 5.22==+CC V V ，由于设计要求系统的输入电阻大于k Ω10，故取k Ω511110==R R ，则k Ω5.252/51==i R 。

为精确调整，11R 选用k Ω100可调电位器。

因为取则取标称阻值k Ω1.513=R ，为调整方便，12R 选用k Ω50可调电位器。

2.2三角波产生电路的论证与选择按设计要求，功率放大电路为+5V 单电源供电，这样就要求D 类放大器的调制信号为PWM 单极性调制方式，因而本设计确定整个系统均采用+5V 直流电源供电。

方案一：三角波产生电路由宽带运放及高速电压比较器组成。

三角波产生电路如图2-16所示，其中1R ，2R ，3R ，1C 及1A 组成积分器，4R 、5R 、6R 及2A 组成滞回比较器。

积分器所用的运放采用宽频、低漂移运放TLC4502，电压比较器采用LM311。

由于采用+5V 直流电源供电，我们将运放1A ⑥脚和电压比较器2A ③脚的电位用3R 调整 为+2.5V ，同时设5R 为k Ω100，并忽略比较器高电平时6R 上的压降，则4R 的求解过程为 取标称值439k ΩR =。

选定工作频率kHz 150=o f ，并设定k Ω2021=+R R 。

则电容1C 的计算过程如下：对电容1C 的恒流充电或放电电流为电容两端电压值为其中1T 为半周期，o f T T 2121==，1C V 的最大电压值为2V ，则取pF 2201=C ，k Ω102=R ，1R 采用k Ω20可调电位器，使振荡频率o f 在kHz 150左右有较大的调整范围。

方案二：三角波产生电路采用宽带运放。

电路如图2-17所示，该电路采用+5V 单电源供电方式，以产生单极性三角波信号。

其中1R 、2R 、3R 、5R 及1A 组成电压比较器，4R 、1C 及2A 组成积分器，1A 和2A 均采用宽带运放NE5532。

通过调整1R 和2R ，使得1A ②脚和2A ⑤脚位+2.5V 电压，为得到准确值，1R 取k Ω10，2R 用k Ω20三角波的幅值为三角波频率为其中，4R 取k Ω20，3R 用k Ω500可调电位器代替，5R 用k Ω50可调电位器代替，调整5R ，可使三角波的幅值V 1=om V ，三角波的频率kHz 150=f 。

经比较，使用方案一电路产生的三角波线性度不够好，方案二电路得到的三角波线性度良好，而且得到三角波幅值与频率均能满足设计要求，故本设计三角波产生电路选用方案二。

2.3调制电路的设计2.3.1 PWM 调制原理三角波调制法是建立在每一个特定时间间隔能量等效于正弦波所包含能量的概念上发展起来的一种脉宽调制法，如图2-13所示。

为了得到接近于正弦波的脉宽调制波形，将正弦波的一个周期在时间上划分成N等份（N为偶数），每一份脉宽都是N π2，这样就可以分别计算出在各个时间间隔内正弦波所包含的面图2-13PWM 脉宽调制示意图积，如图2-14所示。

图2-14所示的PWM 调制波形中每个特定的时间间隔，都可以用一个脉宽与之对应的正弦波所包含的面积相等或成比例。

通过其脉冲幅值都等于m V ∆的矩形脉冲来代替正弦波的部分，这样N 个宽度不等的脉冲就组成了一个与正弦波等效的脉宽调制波形。

假设正弦波的幅值为m V ，等效矩形波形的幅值为m V ∆，则各等效矩形脉冲波的宽度i δ为 N V V i m m πβsin sin 2⋅=∆……………………………..式(2.1)式中 K 321,2、、=-=i N N i i ππβi β是各时间间隔分段的中心角，也是各等效脉冲位置的中心角。

式2.1表明：由能量等效法得出的等效脉冲宽度δ与分段中心角i β的正弦值成正比。