高效反激吸收电路具体设计方法
反激式开关电源电路设计
反激式开关电源电路设计一、反激式开关电源的基本原理1.输入滤波电路：用于对输入电压进行滤波，消除噪声和干扰。
2.整流电路：将输入交流电压转换为直流电压。
3.开关变压器：通过变压器实现电压的升降。
4.开关管：通过快速开关控制电源的输出。
5.输出滤波电路：对输出电压进行滤波，减小纹波。
二、反激式开关电源的设计步骤1.确定需求：首先需要确定设计要求，包括输出电压和电流、负载稳定性要求、效率要求等。
2.选择开关管和变压器：根据需求选择合适的开关管和变压器，考虑其最大工作电流和功率损耗。
3.转换频率的选择：根据应用的具体要求，选择合适的转换频率。
较高的频率可以减小变压器的尺寸，但也会增加开关管的功耗。
4.控制电路设计：设计开关管的控制电路，包括驱动电路和保护电路，确保开关管的正常工作和保护电路的可靠性。
5.输出滤波电路设计：设计输出滤波电路，用于滤除输出电压中的高频噪声和纹波，提高稳定性和负载能力。
6.开关电路设计：设计开关电路，确保开关管的快速开关和可靠性。
7.其他辅助电路设计：如过温保护电路、过流保护电路等。
8.电路板布局和布线：根据电路设计和要求进行电路板布局和布线，提高电路的可靠性和稳定性。
9.电路仿真和调试：使用仿真软件对设计的电路进行仿真分析，并进行实际的电路调试，确保电路的可靠性和稳定性。
三、反激式开关电源设计的注意事项1.高效率设计：选择合适的元件和电路设计，减小功率损耗，提高电源的整体效率。
2.稳定性设计：考虑负载稳定性的要求，选择合适的控制策略和滤波电路，提高电源的稳定性和负载能力。
3.保护设计：考虑过温、过流、短路等保护功能的设计，保护电源和负载器件的安全。
4.电磁兼容设计：反激式开关电源中产生的高频噪声易对其他电子设备产生干扰，需要采取适当的电磁屏蔽和滤波措施。
5.安全性设计：合理设置安全保护电路和安全措施，确保电源在故障情况下能够及时切断电源，保护用户的安全。
通过以上步骤和注意事项，可以设计出一台高效、稳定、安全的反激式开关电源，满足不同应用领域的需求。
高效率反激变换器设计技巧
高效率反激变换器设计技巧高效率反激变换器是一种常用的电源设计方案，通常用于高电压输出和低功率应用。
在设计高效率反激变换器时，需要考虑多个因素，包括电路拓扑、开关器件的选择、控制策略以及滤波电容等。
以下是一些设计技巧，可以帮助提高高效率反激变换器的性能。
1.选择合适的电路拓扑：2.选择低损耗开关器件：开关器件是高效率反激变换器中最重要的组成部分。
选择低导通和开关损耗的开关器件可以提高效率。
常见的选择包括功率MOSFET和IGBT。
此外，器件的开关频率和电压容忍度也是需要考虑的因素。
3.优化控制策略：4.合理设计输出滤波：输出滤波电容的选择和设计对于高效率反激变换器的性能至关重要。
适当的输出滤波电容可以有效地减小输出纹波，改善负载响应性能。
然而，过大的输出滤波电容会增加成本和体积，所以需要权衡。
5.最小化开关损耗：开关损耗是高效率反激变换器中的一个重要挑战。
通过采用低导通和开关损耗的开关器件、减少开关频率和优化控制策略，可以有效地降低开关损耗，提高效率。
6.优化磁性元件：磁性元件，如变压器和电感器，在高效率反激变换器中起着关键作用。
合理选择合适的材料、匝数和尺寸，可以减小磁性元件的功率损耗和尺寸，提高效率。
7.热管理：热管理是电源设计中一个重要的方面。
高效率反激变换器中的高功率器件和高开关频率可能会产生较高的热量。
通过合理设计散热系统，如散热片和风扇，可以提高系统的可靠性和运行效率。
总之，高效率反激变换器设计需要综合考虑多个因素，包括电路拓扑、开关器件的选择、控制策略、滤波电容、磁性元件和热管理。
通过合理的设计和优化，可以提高高效率反激变换器的转换效率和性能。
反激式开关电源的RCD吸收电路的设计讲义
反激式开关电源的RCD吸收电路的设计如上图所示，分析如下一：设计电路的原则①限制MOS功率管的最大反向峰值电压②减小RCD电路的损耗。
上述两者，是相互矛盾的，取折中的办法。
二：设计RCD吸收电路的过程在设计之前，电路的频率、主变压器、输出电路的参数、MOS功率管全部确定。
①计算在最大输入交流电压时，输出的最大直流电压VDCVDC=1.4*V AC单位：Ｖ②次级电压反射到初级的等效电压ＶＯＲＶ(ＯＲ)=(ＶＦ+ＶＯ)*ＮＰ/ＮＳＶＦ:二极管的正向最大电压降，单位：ＶＶＯ:输出的电压值，考虑精度波动范围,单位：ＶＮＰ:初级匝数ＮＳ:次级匝数③ＭＯＳ功率管的源—栅极之间的最大耐压值ＶＤ的余量值Ｖ(ＤＳ)ＶＤＳ=１０%*ＶＤ单位：Ｖ④ＲＣＤ吸收回路的电压Ｖ(ＲＣＤ)Ｖ(ＲＣＤ)＝[ＶＤ-Ｖ(ＤＣ)-Ｖ(ＤＳ)]*９０%单位：Ｖ三：ＲＣＤ试验调整①上述ＲＣＤ电压值是理论值，通过试验调整，使得实际值和理论值相吻合②Ｖ(ＲＣＤ)＞１．３Ｖ(ＯＲ)若实际测量值小于１．３倍的话，说明选取的ＭＯＳ功率管的ＶＤ值太小．③ＭＯＳ功率管的ＶＤ＜２Ｖ(ＤＣ)若实际测量值大于２倍的话，说明选取的ＭＯＳ功率管的ＶＤ值太大．④Ｖ(ＲＣＤ) ＜１．２Ｖ(ＯＲ)说明ＲＣＤ吸收回路会影响开关电源的效率．⑤Ｖ(ＲＣＤ)是有Ｖ(ＲＣＤ１)和Ｖ(ＯＲ)组成的．⑥ＲＣ时间常数τ是有开关电源的频率确定，一般选择１０—20个周期。
⑦选择RC:任意选取瓷片电容和电阻，一般为电阻几十K电阻——几百K的电阻，电容选择几nF——几十nF不等。
任意选择R、C的值，通入交流电压，调节调压器，根据先低压后高压、先轻载后重载的原则，试验过程中观察V(RCD)的值，务必V（RCD）的值小于理论值，调节调压器时，当等于理论值时，停止试验，把R 值变小，重新调整。
合适的RC标准：当高压、重负载时，V(RCD)实际测量值等于理论值。
⑧R的功率应根据V(RCD)的最大值所得，一般计算值的2倍。
一种反激变换器的RCD吸收回路设计与实现.
一种反激变换器的RCD吸收回路设计与实现当MOSFET关断时，就会有一个高压尖刺出现在其漏极上。
这是由于主变压器的漏感和MOSFET输出电容谐振造成的，在漏极上过高的电压可能会击穿MOSFET，为此就必须增加一个附加电路来钳制这个电压。
在此技术范围，我们介绍反激变换器的RCD吸收回路。
一、简介反激变换器是结构最简单的电路拓扑之一。
它直接从一个Buck￣Boost变换器放一个电感与之耦合而成，也就是一个加入气隙的变压器。
当主功率开关导通时，能量存在变压器中，在开关关断时，又将能量送到输出级。
由于在主功率开关导通时变压器需要储能，因而磁心要加气隙。
由于反激式需要的元器件很少，因而是中小功率电源常用的电路拓扑。
例如：充电器、适配器及DVD 播放机等。
图1反激变换器的电路（a）具有寄生元器件的反激变换器；（b）CCM方式工作波形；（c）DCM 方式工作波形图1 给出反激变换器在连续导通型工作（CCM）和断续导通型工作（DCM）的几个寄生元器件。
如一次级间漏感、MOSFET的输出电容、二次侧二极管的结电容等。
当MOSFET关断时，一次电流Id给MOSFET的Coss充电，此电压力加在Coss上，Vds超过输入电压，加上了折返的输出电压VIN＋Nv。
，二次侧二极管导通。
电感Lm上的电压钳在Nvo，也就是LIK1与Coss之间的高频谐振及高浪涌，在CCM工作模式下，二次侧二极管一直导通，直到MOSFET再次导通。
因此当MOSFET导通时，二次侧二极管的反转恢复电流要叠加到一次电流上。
于是，在一次就有一个大的浪涌出现在导通时，此即意味着对于DCM工作情况，因二次侧电流在一个开关周期结束之前已经干涸。
所以Lm与Coss之前才有一个谐振。
关键字：反激变换器 RCD吸收回路 MOSFET二、吸收回路设计由于LIK1与Coss之间的谐振造成的过度高电压必须为电路元器件能接受的水平，为此必须加入一个电路，以保护主开关MOSFET。
反激式开关电源电路设计
反激式开关电源电路设计首先，反激式开关电源的基本原理是利用开关管来开闭电源电流，从而实现电流的快速切换。
这样可以有效地提高电源的转换效率。
设计反激式开关电源的步骤如下：1.确定输出电压和电流要求：首先需要确定电源的输出电压和电流要求，这对于选取合适的电源电路和元器件非常重要。
2.确定输入电压范围：根据使用环境和应用需求，确定电源的输入电压范围。
通常情况下，反激式开关电源的输入电压范围为100V至240V。
3.选择开关管和变压器：选择合适的开关管和变压器是设计过程中的关键步骤。
开关管需要具有高效率和可靠性，变压器需要满足电源的输入输出要求。
4.设计开关电路：设计开关电路是反激式开关电源设计的核心部分。
开关电路的设计需要根据输入输出电压和电流的要求，选择合适的电感和电容元件，以及适当的反馈电路。
5.设计保护电路：设计反激式开关电源的过程中，需要考虑各种保护电路，以确保电源的安全和稳定性。
常见的保护电路包括过温保护、过压保护、过流保护等。
6.PCB布局和元件选型：进行PCB布局和元件选型是设计的最后一步。
在PCB布局中，需要考虑电源电路的稳定性和EMC（电磁兼容）的问题。
在元件选型过程中，需要考虑电压和电流的要求，以及元件的可靠性和成本。
设计完成后，需要对反激式开关电源进行测试和验证。
测试过程可以包括输入输出电压波形、效率和稳定性等方面的测试。
总之，反激式开关电源的设计需要考虑多个因素，包括输出电压和电流要求、输入电压范围、开关管和变压器的选择、开关电路和保护电路的设计、PCB布局和元件选型等。
只有综合考虑这些因素，并进行有效的测试和验证，才能设计出稳定、高效的反激式开关电源。
RCD吸收电路的设计(含计算)
反激式开关电源RCD吸收电路的设计对于一位开关电源工程师来说，在一对或多对相互对立的条件面前做出选择，那是常有的事。
而我们今天讨论的这个话题就是一对相互对立的条件。
（即要限制主MOS管最大反峰，又要RCD吸收回路功耗最小）在讨论前我们先做几个假设，①开关电源的工作频率范围:20~200KHZ；②RCD中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）；③在调整RCD回路前主变压器和MOS管，输出线路的参数已经完全确定。
有了以上几个假设我们就可以先进行计算：一﹑首先对MOS管的V D进行分段：ⅰ，输入的直流电压V DC；ⅱ，次级反射初级的V OR；ⅲ，主MOS管V D余量V DS；ⅳ，RCD吸收有效电压V RCD1。
二﹑对于以上主MOS管V D的几部分进行计算：ⅰ，输入的直流电压V DC。
在计算V DC时，是依最高输入电压值为准。
如宽电压应选择AC265V，即DC375V。
V DC＝V AC *√2ⅱ，次级反射初级的V OR。
V OR是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：5.0V±5%（依Vo=5.25V计算），二极管V F为0.525V（此值是在1N5822的资料中查找额定电流下V F值）．V OR＝(V F+V o)*Np/Nsⅲ，主MOS管V D的余量V DS．V DS是依MOS管V D的10%为最小值．如KA05H0165R的V D=650应选择DC65V．V DS＝V D* 10%ⅳ，RCD吸收V RCD．MOS管的V D减去ⅰ，ⅲ三项就剩下V RCD的最大值。
实际选取的V RCD应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素得影响）。
V RCD＝(V D-V DC -V DS)*90%注意：①V RCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合．②V RCD必须大于V OR的1.3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS管的V D值选择就太低了）③MOS管V D应当小于V DC的2倍．（如果大于2倍，则主MOS管的V D值就过大了）④如果V RCD的实测值小于V OR的1.2倍，那么RCD吸收回路就影响电源效率。
反激式开关电源尖峰吸收电路
反激式开关电源尖峰吸收电路反激式开关电源，听起来挺高大上的样子，其实就是我们日常生活中电源的小英雄。
它就像你最好的朋友，默默无闻地在背后支撑着你。
想象一下，早上起床，手机一充电，电源就开始发挥它的魔力了。
可是在这个过程中，电源里面的尖峰吸收电路就像一个精明的保镖，负责保护你的电子设备，避免那些讨厌的电压尖峰。
说到尖峰，这可不是普通的尖峰，而是那种让人心惊肉跳的高电压波动，稍不留神就可能把你的设备搞得一团糟。
尖峰吸收电路到底是怎么回事呢？它就是一个能量的调节器，聪明地把多余的电压“消化”掉。
就像吃饭时，盘子里的菜多得吃不完，怎么处理呢？没错，剩下的就得找个地方放着。
尖峰吸收电路就是用来“放菜”的，它把那些突如其来的高压信号吸收掉，防止电源和负载之间出现“争吵”。
要知道，电子元器件可脆弱了，稍微一来劲，可能就会“罢工”，让人苦不堪言。
在反激式开关电源的世界里，尖峰吸收电路的重要性可不是说说而已。
想象一下，如果没有这个电路，电源可能会像个火山，随时喷发出惊人的电压，设备一旦遭遇，后果不堪设想。
就像驾车没有刹车，想想看，真是个大麻烦。
于是，尖峰吸收电路就像一位老练的司机，稳稳地把控着整个过程，让电流畅通无阻，确保你的设备安全无忧。
这个电路到底是如何工作的呢？我们可以把它想象成一个无形的保护罩。
当电压超过一定限度时，尖峰吸收电路就像打了个激灵，立马启动。
它会迅速把多余的电压“引导”到安全的地方，甚至能把它转换成热能，轻松化解这场“电压危机”。
就这样，尖峰吸收电路成为了反激式开关电源中的“安保大队”，确保万无一失。
还有一个有趣的地方，尖峰吸收电路通常会用到一些元件，比如电阻和电容。
你想啊，就像我们的身体需要营养，电子设备也需要合适的“营养剂”。
电阻就像是调味品，适当地控制电流的流动，而电容则是一个能量存储器，随时准备着应对突发的电压。
这种搭配，简直是天作之合，让反激式开关电源能够稳定工作。
尖峰吸收电路在反激式开关电源里，真的是个“藏得很深”的角色。
反激变换器中吸收电路的设计
反激变换器中吸收电路的设计代兴华;郑丽婷;赵瑞杰;田素立;王海明【摘要】According to the development trend of the module power supplies and the working principle of active clamping circuit, the paper studied one kind of active clamp flyback soft switching circuit which employs magnetic amplification technology and fixed volts seconds control technology, and detailed theoretical analysis of the working process of the electric circuit is made in the paper. On the basis of theoretical analysis, a 48W power prototype is designed. After tests, the theoretical analysis is verified correct. In the whole load range, soft switch transform between the main switch tube and RCD clamped circuit is completely realized, and soft switch realization conditions is not dependent on transformer parameters. In using the schottky diodes rectifier, the conversion efficiency in full load is 89%above.%本文针对模块电源的发展趋势和有源箝位电路的工作原理，研究了一种采用磁放大技术和固定伏特秒控制技术的有源箝位反激软开关电路，对该电路的工作过程进行了详细的理论分析。
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一种有效的反激钳位电路设计方法
[日期：2006-6-27] 来源：电源技术应用作者：姜德来，张晓峰，吕征宇[字体：大中小]
0 引言
单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升／降范围宽、易于多路输出、可靠性高、造价低等优点，广泛应用于小功率场合。
然而，由于漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制。
由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。
1 漏感抑制
变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。
设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。
采用合理的方法，可将漏感控制在初级电感的2％左右。
设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。
绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合效果更好。
初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。
2 RCD钳位电路参数设计
2.1 变压器等效模型
图1为实际变压器的等效电路，励磁电感同理想变压器并联，漏感同励磁电感串联。
励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边，而漏感因为不耦合，能量不能传递到副边，如果不采取措施，漏感将通过寄生电容释放能量，引起电路电压过冲和振荡，影响电路工作性能，还会引起EMI问题，严重时会烧毁器件，为抑制其影响，可在变压器初级并联无源RCD钳位电路，其拓扑如图2所示。
2.2 钳位电路工作原理
引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率。
要做到这点必须对RC参数进行优化设计，下面分析其工作原理：当S1关断时，漏感Lk释能，D导通，C上电压瞬间充上去，然后D截止，C通过R放
电。
1)若C值较大，C上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器能量不能迅速传递到副边，见图3(a)；
2)若C值特别大，电压峰值小于副边反射电压，则钳位电容上电压将一直保持在副边反射电压附近，即钳位电阻变为死负载，一直在消耗磁芯能量，见图3(h)；
3)若RC值太小，C上电压很快会降到副边反射电压，故在St开通前，钳位电阻只将成为反激变换器的死负载，消耗变压器的能量，降低效率，见图3(c)：
4)如果RC值取得比较合适，使到S1开通时，C上电压放到接近副边反射电压，到下次导通时，C上能量恰好可以释放完，见图3(d)，这种情况钳位效果较好，但电容峰值电压大，
器件应力高。
第2)和第3)种方式是不允许的，而第1)种方式电压变化缓慢，能量不能被迅速传递，第4)种方式电压峰值大，器件应力大。
可折衷处理，在第4)种方式基础上增大电容，降低电压峰值，同时调节R，，使到S1开通时，C上电压放到接近副边反射电压，之后RC继续放电至S1下次开通，如图3(e)所示。
2.3 参数设计
S1关断时，Lk释能给C充电，R阻值较大，可近似认为Lk与C发生串联谐振，谐振周期为TLC=2π、LkC，经过1／4谐振周期，电感电流反向，D截止，这段时间很短。
由于D存在反向恢复，电路还会有一个衰减振荡过程，而且是低损的，时间极为短暂，因此叮以忽略其影响。
总之，C充电时间是很短的，相对于整个开关周期，可以不考虑。
对于理想的钳位电路工作方式，见图3(e)。
S1关断时，漏感释能，电容快速充电至峰值Vcmax，之后RC放电。
由于充电过程非常短，可假设RC放电过程持续整个开关周期。
RC值的确定需按最小输入电压，最大负载，即最大占空比条件工作选取，否则，随着D 的增大，副边导通时间也会增加，钳位电容电压波形会出现平台，钳位电路将消耗主励磁电感能量。
对图3(c)工作方式，峰值电压太大，现考虑降低Vcmax。
Vcmax只有最小值限制，必须大于副边反射电压
可做线性化处理来设定Vcmax，如图4所示，由几何关系得
为保证S1开通时，C上电压刚好放到需满足
将(1)式代入(2)式可得
对整个周期RC放电过程分析，有
根据能量关系有
式中：Ipk／Lk释能给C的电流峰值将式(1)和式(4)代人式(5)，得
结合式(3)，得
电阻功率选取依据
式中：fs为变换器的工作频率。
3 实验分析
输入直流电压．30(1±2％)v，输出12V／lA，最大占空比Dmax=0.45，采用UC3842控制，工作于DCM方式，变压器选用CER28A型磁芯，原边匝数为24匝，副边取13匝。
有关实验波形如图5~图8所示。
图7显示在副边反射电压点没有出现平台，说明结果与理论分析吻合。
4 结语
按照文中介绍的方法设计的钳位电路，可以较好地吸收漏感能量，同时不消耗主励磁电感能量。
经折衷优化处理，既抑制了电容电压峰值，减轻了功率器件的开关应力，又保证了足够电压脉动量，磁芯能量可以快速、高效地传递，为反激变换器的设计提供了很好的依据。