RCD尖峰脉冲吸收电路参数计算举例
【开关电源】RCD尖峰吸收电路的二极管速度计算
【开关电源】RCD尖峰吸收电路的⼆极管速度计算前⾔
从电源芯⽚的开关频率，对变压器初级的RCD电路⼆极管和次级输出⼆极管进⾏选型。
例如：电源芯⽚LNK625的开关频率是100kHz，可以⽤作RCD吸收电路和次级整流的有哪些？
普通⼆极管，反向恢复速度不⾜。
肖特基⼆极管，反向耐压不⾜，但可⽤作次级整流。
快和超快恢复⼆极管，都可以⽤作RCD和次级整流⼆极管。
普通⼆极管1N4007的反向恢复时间＞5us（2kHz）
快恢复⼆极管RS1M 反向恢复时间150ns~500ns（2MHz~6.7MHz）
超快恢复⼆极管ES1B反向恢复时间15ns（67MHz）
肖特基⼆极管SS34反向恢复时间ps级别（100MHz以上），且反向耐压较低，⼀般200V以内。
rcd吸收电路的工作原理及参数计算方法详解
文章题目：深度解析rcd吸收电路的工作原理及参数计算方法一、引言在现代电子电路中，rcd吸收电路是一个非常重要的电路结构，它可以帮助保护电路中的元件免受电压尖峰的影响，起到稳定电路工作状态的作用。
本文将深度解析rcd吸收电路的工作原理及参数计算方法，帮助读者全面理解和掌握这一关键电路结构。
二、rcd吸收电路的工作原理1. rcd吸收电路的基本构成rcd吸收电路由电阻（R）、电容（C）和二极管（D）三个基本元件构成。
在电路中，rcd吸收电路通常连接在电源端和负载端之间，起到消除电压尖峰的作用。
2. rcd吸收电路的工作过程当电路中出现电压尖峰时，电容会瞬间充电或放电，起到缓冲作用，使得电路中的其他元件不受到电压尖峰的冲击。
二极管会将过高的电压尖峰导通，分流至地端，防止其影响电路正常工作。
3. rcd吸收电路的作用rcd吸收电路的主要作用是保护电路中的其他元件不受到电压尖峰的损害，保证电路的稳定工作。
三、rcd吸收电路的参数计算方法1. 电容参数的计算电容的计算是rcd吸收电路设计中的关键一步。
根据电路的工作频率、电压尖峰的幅值等参数，可以使用下式计算电容的数值：C = I *Δt / ΔV，其中C为电容值，I为负载电流，Δt为电压尖峰的持续时间，ΔV为电压尖峰的幅值。
2. 电阻参数的选择电阻的选择需要考虑电路中的功率损耗，以及对电压尖峰的阻尼效果。
一般来说，电阻的阻值应该足够大，以限制电流的流动，同时也不能过大，否则会影响电压尖峰的消除效果。
3. 二极管参数的选取二极管的选择需要考虑其导通能力和反向击穿电压等参数。
一般来说，选择反向击穿电压较大、导通能力较强的二极管能更好地保护电路。
四、个人观点与理解rcd吸收电路作为保护电路的重要组成部分，在实际电路设计中起着至关重要的作用。
合理设计和选取rcd吸收电路的参数，可以有效保护电路中的其他元件，延长其使用寿命，提高整个电路系统的稳定性和可靠性。
在实际工程中，需要根据电路的具体需求和环境条件，综合考虑各个参数的影响，进行科学的参数选择和计算。
开关电源rc吸收电路参数计算
开关电源rc吸收电路参数计算
开关电源RC吸收电路参数计算
开关电源RC吸收电路是一种电路，用于在开关电源输出时缓冲过电流和减小反射电压，其充当“滤波功能”的作用。
当开关电源导通时，由于开关电源输出电压瞬间改变，输出电流发生剧烈变化，而RC吸收电路可以将输出电流缓慢改变以减小过电流和反射电压，达到减小射频干扰的作用。
RC吸收电路参数计算的方法有很多种，其中最基本的方法是用公式法，即根据所选电路结构计算出R，C等参数。
经过简单的计算可以得到：
（1）RC吸收电路的上升时间：
上升时间tR=CR
（2）RC吸收电路的下降时间：
下降时间tD=CR
（3）RC吸收电路的输出延时时间：
输出延时时间tL=CR
（4）RC吸收电路的输出频率：
输出频率F=1/CR
（5）RC吸收电路的滤波电容：
滤波电容C=CR
（6）RC吸收电路的滤波电阻：
滤波电阻R=1/CR
以上就是关于RC吸收电路参数计算的介绍，希望对您有帮助。
RCD尖峰脉冲吸收电路参数计算举例之欧阳体创编
RCD 丈嶂滋冲渥及电路参数针愆举1、 再黑总压器初仏钱圈漏感LS 的讨算层煖式科詬査庄器的漏感一潑都比筱尢，漏感彫初爼钱圈 电感之比，尢乡数都右2~5%之向。
漏感的尢J 主長与盘压器 初、次依钱圈的佬法、狭拎和席冬的倨构，以乞冬隐尢J 等痞 敌侖詬，込与滋逼密廈取侥的尢J 忘詬，0筠滋逼倉廈取爲越 尢，导越率就舍越J,漏感枸对也殳f 曾尢。
漏感J 孑2%或尢孑 15%的科歩卷压器，典铭构一殽都比殓筋殊。
科歩盍屁器初余钱圈电感蚤的尢J,主殳与科詬电密的3 仔频卑侖詬，込$3仔电屁和鏑出功率的尢J 侖矣。
一潑编出 功率越尢，M 仔频率就越傾，电感逻枸应也殳f 曾尢；而3仆电 庄越京，电感蚤也越尢。
為矣生/i 器初依銭圈的电感L 如漏感 Ls 的尢J 可以用仪恚盍谑測逻，一潑3杵频率筠30〜50kHz, 工仆电压彩AC110V 〜220V 的科詬査庄器，豐初依钱圈的电感 蚤尢的为：300~looo 微疼，漏感尢a io~loo 微扌；针愆 时，可血3~6%的比例来取伍逬的传算。
例A ： L=1000uH,刪 可取 Ls = 30 ~ 60uH o2、 火吟蘇冲渥换电宕器宕逻的讨算蔑计:M 丈吟滋冲渥仮电房器房逻，首免殳讨算流过盍屁器 初依钱圈电浅的蟲尢侥。
皆艮浅过査庄器初依钱圈的蟲尢电泓 Im 可幅堀乌歩电懣的聂.尢能r 入功率Pm 来传算。
电烷Im 可枢腸 科歩电澎的是尢猗入功率Pm 来仗算。
傕驚（26 ）式，比第出 功率一宝时，鏑入电压右一宝的范⑥内，浅过盘压器初広钱圈 的是尢电泓Im 知歸出电压Uo 基本县稳宝的；总压器初、次佩 钱圈巫魔鏑出电压的半侬年佝僅也基本县稔宝的，与编入电庄 的尢J 元菲，便对应不同的鏑入电压0须対应彳同的&空比， 痞看（41 ）、（42）式。
省浅过科菲査庄器初依銭圈的是尢电流術宝之后，支垮碌 冲渥仮电房器房蚤创作：欧阳体以冬电宕克电时电庄饨蚤的敌侦就可以总（33）~（36）弍逬紂讨算。
RCD尖峰脉冲吸收电路参数计算举例之欧阳体创编
RCD尖峰脉冲吸收电路参数计算举例之欧阳体创编首先，需要确定RCD电路的工作电压和输出电流。
根据实际应用需求，我们假设RCD电路的工作电压为24V，并且需要能够输出最大电流为2A。
接下来，需要计算电容（C）的数值。
电容的数值决定了电路的储能能力，可以通过以下公式进行计算：C=I/(ΔV/Δt)其中，C为电容的数值（单位为法拉），I为输出电流的数值（单位为安培），ΔV为尖峰脉冲的电压变化范围（单位为伏特），Δt为尖峰脉冲的时间变化范围（单位为秒）。
假设ΔV为6V，Δt为10μs，将输出电流数值代入计算，则有：C=2A/(6V/(10μs))=(2*10^-6)/(6*10^-6)=1/3法拉因此，选取1/3法拉的电容器可以满足要求。
接下来，需要计算电阻（R）的数值。
电阻的数值决定了电阻对尖峰脉冲的吸收能力，可以通过以下公式进行计算：R=ΔV/I将ΔV和I的数值代入计算，则有：R=6V/2A=3欧姆因此，选取3欧姆的电阻可以满足要求。
最后，需要选择合适的二极管（D）来完成电路的设计。
二极管需要满足能够承受工作电压和输出电流的要求。
假设工作电压为24V，输出电流为2A，可以选择具有2A额定电流和30V反向电压的二极管。
综上所述，通过计算可选取1/3法拉的电容器、3欧姆的电阻和2A 额定电流、30V反向电压的二极管来完成RCD尖峰脉冲吸收电路的参数设计。
总结起来，RCD尖峰脉冲吸收电路参数计算严密且重要。
通过以上的计算实例，我们可以了解到如何根据实际需求选择合适的电容、电阻和二极管。
在实际应用中，还需要根据具体情况进行参数的微调和调试，以确保电路的正常运行和满足抑制尖峰脉冲干扰的要求。
RCD吸收计算
RCD吸收计算一种有效的反激钳位电路设计方法0 引言单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升／降范围宽、易于多路输出、可靠性高、造价低等优点，广泛应用于小功率场合。
然而，由于漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制。
由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。
1 漏感抑制变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。
设计和绕制是否合理,对漏感的影响是很明显的。
采用合理的方法，可将漏感控制在初级电感的2％左右.设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定,尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。
绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合效果更好。
初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。
2 RCD钳位电路参数设计2。
1 变压器等效模型图1为实际变压器的等效电路，励磁电感同理想变压器并联，漏感同励磁电感串联。
励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边，而漏感因为不耦合，能量不能传递到副边，如果不采取措施,漏感将通过寄生电容释放能量，引起电路电压过冲和振荡，影响电路工作性能，还会引起EMI问题，严重时会烧毁器件,为抑制其影响，可在变压器初级并联无源RCD钳位电路，其拓扑如图2所示。
2。
2 钳位电路工作原理引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量,但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率.要做到这点必须对RC参数进行优化设计,下面分析其工作原理：当S1关断时，漏感Lk释能,D导通，C上电压瞬间充上去,然后D截止，C通过R放电。
就是反射电压实验表明，C越大，这儿就越平滑均是将反射电压吸收了部分实验表明R或C值越小就会这样，R太小，放电就快，C太小很快充满，小到一定程度就会这样回到零。
1）若C 值较大,C 上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器能量不能迅速传递到副边，见图3(a);2)若C 值特别大,电压峰值小于副边反射电压,则钳位电容上电压将一直保持在副边反射电压附近，即钳位电阻变为死负载，一直在消耗磁芯能量，见图3(b ）;3）若RC 值太小，C 上电压很快会降到副边反射电压,故在St 开通前,钳位电阻只将成为反激变换器的死负载，消耗变压器的能量，降低效率,见图3（c ）：4)如果RC 值取得比较合适，使到S1开通时，C 上电压放到接近副边反射电压,到下次导通时，C 上能量恰好可以释放完，见图3(d ），这种情况钳位效果较好，但电容峰值电压大，器件应力高。
开关电源RCD吸收电路解析
开关电源RCD吸收电路解析RCD电路在电源中能够较大程度的吸收电阻，从而起到降低损耗的作用。
但是开关电源当中的RCD吸收电路较为复杂，如果想要新手在短时间内掌握是比较困难的，所以本文就将对开关电源当中的RCD吸收设计进行讲解，希望能对大家有所帮助。
MOS电压尖峰的吸收电路有很多种，比如RCD，RDTVS，RCD TVS等，但常用的是前两者，所以本文将着重讲一下前面两种形式的参数设计。
即如下图形式：开始设计电路参数之前，我们先定义一下变量含义以便下面描述：Lr：初级漏感电感量：Vcmax、Vcmin、Vcavg、△Vc：RCD中C(如上图1种的C1)两端的峰值电压，谷底电压，平均电压，峰值电压和谷底电压的差值，(由定义有，△Vc=Vcmax-Vcmin：Vcavg=Vcmin △Vc/2)Vtvs：如上图2中的TVS的击穿电压。
f:开关电源的工作频率(已知)Ipk：变压器初级峰值电流(关于Ipk的确定，我们在设计变压器时已定下，当然也要在低压满载情况下实测，某些IC自带限流点则简单点)Vdsmax：主开关管MOS的最大额定电压。
Vor：次级反射到初级的反射电压。
有了以上变量定义，下面我们开始转入正题：1、测量主变压器的初级漏感电感量Lr这两种钳位电路均是为了吸收漏感的能量以降低主开关管的电压应力，既然是吸收漏感的能量，显然我们要知道变压器的漏感能量有多大。
然而，需要知道漏感能量有多大，需要知道漏感多大，因此第一步我们就要测量变压器的漏感Lr。
2、计算漏感能量EE=1/2*Lr*Ipk23、确定Vcmax或Vtvs一般我们至少要给MOS电压应力留有10%的裕量，保守情况留有20%的裕量，尤其是没有软启动切功率相对较大的电源里，这里我们取20%的裕量。
所以就有Vcmax(Vtvs)=80%*Vdsmax-√2*Vinmax。
4、确定△Vc，Vcavg，Vcmin(TVS方案无此步骤)RCD电路中C1两端电压是变化的，主开关关断时漏感能量迅速将其充电至Vcmax，然后通过R慢慢放电到Vcmin。
RCD吸收电路的设计(含计算)
反激式开关电源RCD吸收电路的设计对于一位开关电源工程师来说，在一对或多对相互对立的条件面前做出选择，那是常有的事。
而我们今天讨论的这个话题就是一对相互对立的条件。
（即要限制主MOS管最大反峰，又要RCD吸收回路功耗最小）在讨论前我们先做几个假设，①开关电源的工作频率范围:20~200KHZ；②RCD中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）；③在调整RCD回路前主变压器和MOS管，输出线路的参数已经完全确定。
有了以上几个假设我们就可以先进行计算：一﹑首先对MOS管的V D进行分段：ⅰ，输入的直流电压V DC；ⅱ，次级反射初级的V OR；ⅲ，主MOS管V D余量V DS；ⅳ，RCD吸收有效电压V RCD1。
二﹑对于以上主MOS管V D的几部分进行计算：ⅰ，输入的直流电压V DC。
在计算V DC时，是依最高输入电压值为准。
如宽电压应选择AC265V，即DC375V。
V DC＝V AC *√2ⅱ，次级反射初级的V OR。
V OR是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：5.0V±5%（依Vo=5.25V计算），二极管V F为0.525V（此值是在1N5822的资料中查找额定电流下V F值）．V OR＝(V F+V o)*Np/Nsⅲ，主MOS管V D的余量V DS．V DS是依MOS管V D的10%为最小值．如KA05H0165R的V D=650应选择DC65V．V DS＝V D* 10%ⅳ，RCD吸收V RCD．MOS管的V D减去ⅰ，ⅲ三项就剩下V RCD的最大值。
实际选取的V RCD应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素得影响）。
V RCD＝(V D-V DC -V DS)*90%注意：①V RCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合．②V RCD必须大于V OR的1.3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS管的V D值选择就太低了）③MOS管V D应当小于V DC的2倍．（如果大于2倍，则主MOS管的V D值就过大了）④如果V RCD的实测值小于V OR的1.2倍，那么RCD吸收回路就影响电源效率。
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跟电源专家陶显芳学电源技术（完）：RCD尖峰脉冲吸收电路参数计算举例
2012年12月13日13:42 作者：陶显芳
1、开关变压器初级线圈漏感Ls的计算
反激式开关变压器的漏感一般都比较大，漏感与初级线圈电感之比，大多数都在2～5%之间。
漏感的大小主要与变压器初、次级线圈的绕法、铁芯和骨架的结构，以及气隙大小等参数有关，还与磁通密度取值的大小有关，因为磁通密度取得越大，导磁率就会越小，漏感相对也要增大。
漏感小于2%或大于15%的开关变压器，其结构一般都比较特殊。
开关变压器初级线圈电感量的大小，主要与开关电源的工作频率有关，还与工作电压和输出功率的大小有关。
一般输出功率越大，工作频率就越低，电感量相应也要增大；而工作电压越高，电感量也越大。
开关变压器初级线圈的电感L和漏感Ls的大小可以用仪表直接测量，一般工作频率为30～50kHz，工作电压为AC110V~220V的开关变压器，其初级线圈的电感量大约为：300～1000微亨，漏感大约为：10～100微亨；计算时，可按3～6%的比例来取值进行估算。
例如：L=1000uH，则可取 Ls = 30～60uH。
尖峰脉冲吸收电容器容量的计算 - 跟电源专家陶显芳学电源技术（完）：RCD尖峰脉冲吸收电路
参数计算举例
2012年12月13日13:42 来源：电子发烧友网原创作者：陶显芳
2、尖峰脉冲吸收电容器容量的计算
要计算尖峰脉冲吸收电容器容量，首先要计算流过变压器初级线圈电流的最大值。
计算流过变压器初级线圈的最大电流Im可根据开关电源的最大输入功率Pm来估算。
电流Im可根据开关电源的最大输入功率Pm来估算。
根据（26）式，当输出功率一定时，输入电压在一定的范围内，流过变压器初级线圈的最大电流Im和输出电压Uo基本是稳定的；变压器初、次级线圈反激输出电压的半波平均值也基本是稳定的，与输入电压的大小无关，但对应不同的输入电压必须对应不同的占空比，参看（41）、（42）式。
当流过开关变压器初级线圈的最大电流确定之后，尖峰脉冲吸收电容器容量以及电容充电时电压增量的数值就可以按（33）～（36）式进行计算。
大多数反激式开关电源的最大输出功率都在100W以下，因为用于反激式开关电源功率损耗大于10W的电源开关管种类很少，如需要较大的输出功率，一般都选用半桥式或全桥式双激式开关电源。
当考虑电阻R对电容器C充电的分流作用，以及开关管由导通到完全关断期间，漏极电流对电容器C充电的分流作用时，根据（36）式，假设分流系数r = 0.5 ，则（52）式还可改写为：
上面（52）和（53）式的计算结果，可作为对RCD尖峰脉冲吸收电路进行试验时，选择电容器容量的上限和下限，最终结果需要通过电路试验来决定。
试验时，以输入电压和输出功率的最大值为条件，然后，由大到小，选择不同容量的电容器做试验，用示波器观测电源开关管D-S两端的电压，直到Uds与最高耐压BVm两者之差能满足余量要求时，为最佳结果。
这里顺便说明一下，为什么（53）式中的分流系数取值为0.5，而不是其它数值。
因为，分流系数r的取值范围是0～1，它是一个动态系数，它的大小，除了与输入电压和输出功率和RCD电路中电容、电阻的大小有关外，还与开关管的关断时间，以及电流大小有关系。
尖峰脉冲吸收电阻的计算 - 跟电源专家陶显芳学电源技术（完）：RCD尖峰脉冲吸收电路参数计
算举例
2012年12月13日13:42 来源：电子发烧友网原创作者：陶显芳
3、尖峰脉冲吸收电阻阻值的计算
纹波电压的大小与释放电阻R的大小还有关。
一旦电容器的容量确定之后，释放电阻R的大小就可以根据（45）～（49）来计算。
根据（38）式，电容器两端最高电压为：
把（54）和（55）式的结果代入（49）式，即可求出RC的值：
即：计算结果为：C = 4395P ； R = 4096 欧姆。
试验结果表明，（53）和（59）式的计算结果是合理的。
当开关变压器初级线圈的漏感为5%时，其反激输出电压的平均功率也为5%（Pa = 2.5W）；由于电容器C两端电压的半波平均值为108V，由此可求得电阻R（4096 欧姆）损耗的功率为2.85W，与精确值2.5瓦相差0.35W。
这正是把（36）式设为电容器取值范围下限，对应（53）和（59）所求得的结果，即由（59）所求得的结果还是一个保守的结果，但其离精确值已经非常近。
当输入电压为最大值（AC260V）的时候，其占空比大约只有0.3左右，因此，电容器充电的时间要比放电的时间长很多；但在电容器还充电期间变压器初级线圈会出现断流，这相当于电容器会提前放电，其结果与占空比等于0.5时的结果基本相同。
但做试验时，最好还是以输入电压为最大值时为准。
如电阻R的值取得小些，相当于分流系数r降低，这对降低开关管的关断损耗是有好处的，因为，开关变压器漏感储存的磁能量，一部分是通过开关管关断时产生的损耗来释放的，另一部分则是通过RCD回路中的电容充电和电阻分流来进行释放；但电阻的阻值取得太小，又会从励磁电感线圈吸收能量，降低开关电源的工作效率。
在反激式开关电源中，很多人用一个稳压二极管来代替RCD电路中的电阻和电容，用以对开关管进行过压保护，如图8所示。
从原理上来说，这种方法对开关管的过压保护是非常有效的，但实践证明，这种保护方法可靠性很差。
因为，当开关管关断时，1.95A（以上面计算结果为例）的电流流过150～200V的稳压二极管，其产生的瞬时功率高达290～390W，这么大的瞬时功率很容易使稳压二极管局部损伤，当损伤程度达到某个临界点后，就会产生热击穿，造成永久失效。
另外，当稳压二极管还没击穿之前，它不会对开关管分流，从而大大增大开关管的管断损耗；并且，流过稳压二极管的电流还产生很大的电流突跳，很容易产生高频电磁辐射。
因此，对开关管进行过压保护，在技术性能方面，选用RC要远远优于选用稳压二极管。
减小开关变压器的漏感是提高开关电源工作效率和工作可靠性的最好方法，但这一点很少人注意。