《射频通信电路》第6章_匹配和偏置电路
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射频通信电路第六章 混频器 6-1-1-1
2 PIF VIF / RL 2 RS 两者关系？ 两者关系？ G P = = 2 = AV PRF V RF / RS RL
有源混频器 增益大于1 有源混频器——增益大于 混频器 增益大于 按增益划分混频器 增益划分混频器 无源混频器 增益小于1 无源混频器——增益小于 混频器 增益小于
2. 噪声 讨论混频器噪声的意义
第六章
6.1 混频器概述
混频器
发射机—上混频器——将已调制中频信号搬移到射频 发射机 上混频器 将已调制中频信号搬移到射频 接收机—下混频器 接收机 下混频器——将接收到的射频信号搬移到中频 将接收到的射频信号搬移到中频 乘法器＋ 乘法器＋滤波器 基本方法： 基本方法： 非线性器件＋滤波器 非线性器件＋ 本振信号： 本振信号：v LO (t ) = VLO cos ω LO t 射频信号： 射频信号：v RF = VRF cos ω RF t
频谱搬移
混频器的Байду номын сангаас出噪声——位于中频段 位于中频段 混频器的输出噪声
混频器的单边噪声和 混频器的单边噪声和双边噪声 ——讨论射频噪声的搬移 单边噪声 讨论射频噪声的搬移 单边噪声 单边噪声 ① 射频信号位于本振的一边 被搬移到中频 中频的噪声 ② 被搬移到中频的噪声 射频信号段 射频信号段 镜像频段 镜像频段 双边噪声 双边噪声 射频信号位于本振的两边 不存在镜像频率（如零中频方案） 不存在镜像频率（如零中频方案）
(2 f RF 1 − f RF 2 ) − f LO = f IF
度 相 等 ， 三 阶 截 点 截点 输入 输
（3）线性动态范围 ） 定义： 定义： 压缩点与混频器的噪声基底之比， dB表示 1-dB 压缩点与混频器的噪声基底之比，用dB表示
射频电路原理ppt课件
射频振荡器（或本地振荡器，RFVCO）： 中频滤波器:在电路中只允许中频信号通过，主要用来
防止邻近信道的干扰，提高邻近信道的选择性。
射频收发信机（U602）
2）、发射机（Transmitter）：提供射频信号的上行链路， 将IQ基带信号调制成发射射频信号。
包含2个发射压控振荡器（TXVCO）、缓冲放大器、下变 频混频器、正交调制器、带Charge Pump和环路滤波器的 鉴相器（PD），另一路分频器和环路滤波器用于正交调制 器与下变频混频器完成产生合适的TX调制中频。
双工滤波器（U601）
器件引脚排列及名称：
表1：器件引脚排列及名称
双工滤波器（U601）
表2：双工滤波器的开关控制模式
双工滤波器（U601）
图3：双工滤波器相关电路
声表面滤波器
3、声表面滤波器（Z600、Z602、Z603）： 是一个带通滤波器，只允许接收频段的射频信号进入接收
机电路，其它频段的信号将会得到抑制。
射频收发信机（U602）
MT6129系列采用非常低中频结构（与零中频相比，能够改 善阻塞抑制、AM抑制、邻道选择性，不需DC偏移校正，对 SAW FILTER共模平衡的要求降低），采用镜像抑制（35dB 抑制比）混频滤波下变频到IF，第1中频频率为：GSM 200KHZ，DCS/PCS 100KHZ。第1IF信号通过镜像抑制滤 波器和PGA（每步2dB共78dB动态范围）进行滤波放大，经 第2混频器下变频到基带IQ信号，频率为67.708KHz。
射频收发信机（U602）
在GSM 系统中，有一个公共的广播控制信道(BCCH)， 它包含频率校正信息与同步信息等。手机一开机，就会在 逻辑电路的控制下扫描这个信道，从中获取同步与频率校 正信息，如手机系统检测到手机的时钟与系统不同步，手 机逻辑电路就会输出AFC 信号。AFC 信号改变 13MHz/26MHz 电路中VCO 两端的反偏压，从而使该 VCO 电路的输出频率发生变化，进而保证手机与系统同 步。
防止邻近信道的干扰，提高邻近信道的选择性。
射频收发信机（U602）
2）、发射机（Transmitter）：提供射频信号的上行链路， 将IQ基带信号调制成发射射频信号。
包含2个发射压控振荡器（TXVCO）、缓冲放大器、下变 频混频器、正交调制器、带Charge Pump和环路滤波器的 鉴相器（PD），另一路分频器和环路滤波器用于正交调制 器与下变频混频器完成产生合适的TX调制中频。
双工滤波器（U601）
器件引脚排列及名称：
表1：器件引脚排列及名称
双工滤波器（U601）
表2：双工滤波器的开关控制模式
双工滤波器（U601）
图3：双工滤波器相关电路
声表面滤波器
3、声表面滤波器（Z600、Z602、Z603）： 是一个带通滤波器，只允许接收频段的射频信号进入接收
机电路，其它频段的信号将会得到抑制。
射频收发信机（U602）
MT6129系列采用非常低中频结构（与零中频相比，能够改 善阻塞抑制、AM抑制、邻道选择性，不需DC偏移校正，对 SAW FILTER共模平衡的要求降低），采用镜像抑制（35dB 抑制比）混频滤波下变频到IF，第1中频频率为：GSM 200KHZ，DCS/PCS 100KHZ。第1IF信号通过镜像抑制滤 波器和PGA（每步2dB共78dB动态范围）进行滤波放大，经 第2混频器下变频到基带IQ信号，频率为67.708KHz。
射频收发信机（U602）
在GSM 系统中，有一个公共的广播控制信道(BCCH)， 它包含频率校正信息与同步信息等。手机一开机，就会在 逻辑电路的控制下扫描这个信道，从中获取同步与频率校 正信息，如手机系统检测到手机的时钟与系统不同步，手 机逻辑电路就会输出AFC 信号。AFC 信号改变 13MHz/26MHz 电路中VCO 两端的反偏压，从而使该 VCO 电路的输出频率发生变化，进而保证手机与系统同 步。
射频通信电路
1.3.1 分布参数概念《射频通信电路》常树茂
分布参数元件是指一个元件的特性延伸扩展到一定的 空间范围内，不再局限于元件自身。
《射频通信电路》常树茂
分布参数 例子1
例1-1 如果分布电容为 CD=1pF，请计算在 f=2kHz、2MHz 和 2GHz 时，分布电容的容抗 XD。
解：分布电容 CD 的容抗 XD 为
1.2 微波的定义
微波（MW，Microwave）
自由空间中波长1mm到1m
频率300MHz至300GHz
1.2
《射频通信电路》常树茂
射频通信系统
利用更宽的频带和更高的信息容量； 通信设备的体积进一步减小； 解决频率资源日益紧张的问题； 通信信道频率间隙增大，减小干扰； 小尺寸天线，高增益，移动通信系统
趋肤深度定义
1 f
趋肤效应
《射频通信电路》常树茂
•图 2-1 交流状态下铜导线横截面电流密度对直流 情况的归一化值
趋肤效应
《射频通信电路》常树茂
铜的电导率为 6.45107 S / m ，导磁率=0，则在 f=1kHz、1MHz 和 1GHz 的频率下，趋肤深度分别为
f 1kHz 2.0mm f 1MHz 63m f 1GHz 2.0m
/4DQPSK
0.6~3W 0.6~3W
IS-95 869~894 824~849 50MHz CDMA/ FDMA 1250kHz 55~62 20 15960 FDD 12288kbps
BPSK/OQPSK
0.2~2W 0.2~2W
GSM 935~960 890~915 50MHz TDMA/ FDMA 200kHz 8 124 992 FDD 271kbps GMSK 2~20W
《射频通信电路》第6章 匹配和偏置电路
50.0 25.0 10.0 0.01
0.004 0.08 50.0 25.0 10.0 0.01
0.04
0.02
0.02
0.02
0.004 0.04
0.02
50.0 L
50.0 C 25.0 Zin C ZL 100
C 25.0 Zin C ZL Zin 200 L ZL 25.0 100 L 100 50.0 50.0
ZL
500.0
0.2 0.08 0.2 0.04 0.02 0.01 0.004 0.04
Z0
200 100
500.0
0.004 0.08 50.0 25.0 10.0 0.01
0.02
《射频通信电路》程知群
6.2.3 集总参数L形匹配电路
目的
从负载点出发向匹配点移动；
规则
沿着Z-Y Smith圆图中的等电阻圆或等电导圆移动； 每一次移动都对应一个电抗器件；
L=8.1nH
0.4
0.2 0.08 0.2 0.04 0.02 0.01 0.004 0.04
Z0
200 100
500.0
0.2
0.004 0.08 50.0
0.0 0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0
B
Qn=2
25.0 10.0 0.01
f (GHz)
L=1.6nH
LL=1.6nH Zin=50W
《射频通信电路》程知群
6.2.3 集总参数L形匹配电路
在1GHz的频率下，设计一个两元件L 形匹配电路把负载ZL=10+j10W的负载 匹配到特征阻抗为Z0=50W的传输线。
《射频通信电路》习题和解答
习题1：1.1本书使用的射频概念所指的频率范围是多少？ 解：本书采用的射频范围是30MHz~4GHz1.2列举一些工作在射频范围内的电子系统.根据表1-1判断其工作波段.并估算相应射频信号的波长。
解：广播工作在甚高频（VHF ）其波长在10~1m 等1.3从成都到上海的距离约为1700km 。
如果要把50Hz 的交流电从成都输送到上海.请问两地交流电的相位差是多少？解：8443100.65017000.283330.62102vkmf k k λθπ⨯===⨯10==⨯10∆==1.4射频通信系统的主要优势是什么？ 解：1.射频的频率更高.可以利用更宽的频带和更高的信息容量2.射频电路中电容和电感的尺寸缩小.通信设备的体积进一步减小3.射频通信可以提供更多的可用频谱.解决频率资源紧张的问题4.通信信道的间隙增大.减小信道的相互干扰 等等1.5 GSM 和CDMA 都是移动通信的标准.请写出GSM 和CDMA 的英文全称和中文含意。
（提示：可以在互联网上搜索。
） 解：GSM 是Global System for Mobile Communications 的缩写.意为全球移动通信系统。
CDMA 英文全称是Code Division Multiple Address,意为码分多址。
1.6有一个C=10pF 的电容器.引脚的分布电感为L=2nH 。
请问当频率f 为多少时.电容器开始呈现感抗。
解： 11 1.1252wL f GHz wC LC π=⇒==既当f=1.125GHz 时.电容器为0阻抗.f 继续增大时.电容器呈现感抗。
1.7 一个L=10nF 的电容器.引脚的分布电容为C=1pF 。
请问当频率f 为多少时.电感器开始呈现容抗。
解：思路同上.当频率f 小于1.59 GHz 时.电感器呈现感抗。
1.8 1）试证明（1.2）式。
2）如果导体横截面为矩形.边长分别为a 和b .请给出射频电阻R RF 与直流电阻R DC 的关系。
射频功放偏置电路设计
射频功放偏置电路设计需要考虑以下几个因素：
1.工作频率：偏置电路需要与功放的工作频率相匹配，以确保功放能够正常工作。
2.功率容量：偏置电路需要能够承受功放产生的热量和电流，以确保功放能够稳
定工作。
3.稳定性：偏置电路需要具有良好的稳定性，以确保功放的性能和可靠性。
4.线性度：偏置电路需要具有良好的线性度，以确保功放输出的信号质量。
5.易于调试和调整：偏置电路需要易于调试和调整，以便在不同的应用场景下都
能够获得最佳的性能。
基于以上因素，射频功放偏置电路设计可以采用以下几种方法：
1.分立元件法：使用独立的电子元件（如电阻、电容、电感等）搭建偏置电路。
这种方法虽然较为传统，但具有可靠性高、易于调整等优点。
2.集成电路法：使用集成电路芯片搭建偏置电路。
这种方法具有可靠性高、体积
小、易于集成等优点，但成本较高。
3.混合方法：结合分立元件法和集成电路法的方法，使用独立的电子元件搭建部
分电路，使用集成电路芯片搭建其他部分电路。
这种方法可以兼顾成本和性能。
在具体设计时，需要根据实际需求选择合适的方法，并考虑电路的拓扑结构、元件参数、散热设计等因素。
同时，还需要进行仿真和测试，以验证设计的可行性和性能指标。
射频通信电路6_混频器解读
SSB _ NF DSB _ NF
若射频和镜像两个通带内噪声相同，则
DSB _ NF 3dB SSB _ NF
杨远望 yuanwangyang@
3. 线性-动态范围
（1）G1dB压缩点 （2）三阶截点 （3）线性范围(1dB压缩点与本地噪声功率之比) （4）线性无杂散动态范围(三阶截点与本地噪
I IF 1 g fc gD VRF
1 gD RD
单二极管混频器组合频率分量太多。
杨远望 yuanwangyang@
• 二极管双平衡（环形）混频器
1:1 + VLO _
+ VLO _ + VLO _
D4
D1
D3
D2 + VIF _
1:1
RL
+ VRF -
杨远望 yuanwangyang@
(3) 负载RL中流过的总电流
i (iD1 iD 2 ) (iD 3 iD 4 ) 2VRF (t ) [ S1 ( Lot ) S1 ( Lot )] 2 RL RD 2VRF (t ) S2 ( Lot ) 2 RL RD
杨远望 yuanwangyang@
fRF向fLO的窜通可能对之产生频率牵引作用。 fLO向fIF的泄露可能导致其后级电路发生阻塞。 fLO 向fRF的窜通可能是本振大信号影响LNA的正常工 作。
6.端口阻抗匹配
阻抗匹配要求对混频器来讲十分重要,要求 （1）三个端口都应匹配以减小反射;（2）每个端口 相对其它两个端口都应尽可能呈现交流短路特性以减 小相互间的窜扰。
杨远望 yuanwangyang@
&6.2 混频器主要性能指标
1. 频率变换-变频增益
射频通信电路6-7章
第六章 6-2若f L >f S ，则本振频率f L 和镜象频率f m 分别为981~95687)894~869(=+=+=I S L f f f MHz 1068~1043=+=I L m f f f MHz 若f L <f S ，则：807~78287)894~869(=-=-=I S L f f f MHz ，695~720m L I f f f =-=MHz 6-4（a ）NF M =4dB=2.51，L M =4dB →G M =0.398 ⎪⎩⎪⎨⎧===10dB 101dB 0A NF ①当NF A =0dB 时，dB451.21151.2121==-+=-+=MMG G F F F②当NF A =10dB 时，1012.5125.12140.398F -=+==dB（b ）NF M =8dB=6.31，G M =3dB=1.995 ① 当NF A =0dB 时，dB831.6113.6==-+=MG F②当NF A =10dB 时，dB 34.1082.10995.111031.6==-+=F6-5求变频增益G 1因为对应1dB 压缩点时P i =–10dBm ，P 0=1dBm ，则基波增益为：dB12)10(11101=--+=+-=i P P G∵ OIP 3=15dBm ，∴IIP 3=OIP 3–G 1=15–12=3dBm ，求放大器的三阶互调分量增益G 3：∵ OIP 3=G 3·(IIP 3)3 化为dB 时有OIP 3=G 3+3×(IIP由于 15=G 3+3×3 ∴G 3=15–9=6dB由干扰信号引起的三阶互调分量 33M IM P G P ⋅= M IMP G P 33+=，现P IM =–62dBm (626)322.67M P =--÷=-dBm6-6 画出三极管混频器的BE C v i ~，BE m v g ~曲线如图，则g(t)波形如图示。
《射频通信电路》习题答案全
因此在匹配网络中采用电容 C1 的容抗与 0.1μH 的电抗部分抵消，见 图示。
C1 C2 0.1μH
10Ω
X C1 = X L − x = 62.8 − 20 = 42.8Ω → C1 =
1 = 37.2PF 42.8 × 2π × 10 8
由于
Q=
50 1 → X C2 = 25Ω → C 2 = = 63.7 PF X C2 25 × 2π × 10 8
f0 Qe
ρ
=
4.43 × 10 3 = 27.8 159
BW3dB =
f 0 10 × 10 6 = = 0.359MHz Qe 27.8 f0 10 6 = = 50 BW3dB 20 × 10 3
所以回路有载
Qe =
回路谐振时的总电导为
GΣ = 1 1 = = 0.02 ms （即 R Σ = 50 KΩ) 6 ω 0 LQ e 2π × 10 × 159 × 10 −6 × 50
回路的谐振阻抗
2 R P = r (1 + Q0 ) = 114KΩ
考虑信号源内阻及负载后回路的总谐振阻抗为
RΣ = R S || R P || R L = 42KΩ
回路的有载 Q 值为
Qe = RΣ
ρ
=
42 × 10 3 = 37 2 πf 0 L
通频带 在 Δf
BW3dB =
f 0 465.5 = = 12.56kHz 37 Qe
2
Q 大于 4 以上，则 Q 2 >> 1 ，
1 10 = 0.316
此题可用高 Q 计算。 接入系数 P = ，由题意有
= 50 ，∵ R2 = 5 ，所以 P =
' R2 R / P2 50 = 2 →L= = 0.199nH 2π × 10 9 × 40 ω0L ω0L 1 1 = 127 PF CΣ = 2 = 9 2 ω 0 L (2π × 10 ) × 0.199 × 10 −9
精品课件-射频电路基础-第六章
gnuscosnωlt产生，此时应取gc=gn/2计算iim。当UBB和晶体管 的导通电压UBE(on)相等时，θ=π/2，可以利用单向开关函数， 直接获得iC经过两次级数展开的表达式，从而简化分析过程。
第六章 混频
【例6.2.1】晶体管放大器上混频电路和晶体管的转移特性 如图6.2.3所示。中频已调波us=Usm(1+macosΩt)cosωct，本振 信号ul=Ulmcosωlt，Ulm>>Usm，基极回路的直流电压源UBB提供晶 体管的导通电压UBE(on)，LC并联谐振回路的谐振频率ω0=3ωl+ωc， 带宽BWBPF>>2Ω，谐振电阻为Re。写出时变静态电流I0(t)和时变 电导g(t)的表达式并画出波形，写出混频跨导gc和高频已调波ui 的表达式。
第六章 混频
其中，UBB为基极回路的直流电压源。对us而言，UBB+ul是 时变静态工作点Q对应的晶体管的输入电压，称为时变静态 电压，在其附近将iC展开成有关us的泰勒级数，并作线性近 似，得到： iC≈f(UBB+ul)+f′(UBB+ul)us=I0(t)+g(t)us(6.2.1) 式中，I0(t)为时变静态电流，而g(t)为时变电导，它们分别是 us为零，交流输入电压仅有直流偏置电压和本振信号时有源器件 的输出电流和交流跨导。
第六章 混频
第六章 混频
6.1 混频信号 6.2 混频原理 6.3 混频器的主要性能指标 6.4 接收机混频电路的干扰和失真 6.5 集成器件与应用电路举例 本章小结 思考题和习题
第六章 混频
混频的典型应用为超外差接收机。例如，调幅接收 机把535~1605kHz频段内各个电台的调幅信号都下混频为 465kHz的中频信号，调频接收机则把88~108MHz频段内各个电 台的调频信号都下混频为10.7MHz的中频信号。经过混频后， 中频信号频率固定，便于针对该频率设计和优化中频放大器， 可以在中频带宽内实现高增益，提高接收机的接收灵敏度。同 时中频信号的带宽相对较大，便于设计选择性较好的滤波器， 提高接收机的选择性。
第六章 混频
【例6.2.1】晶体管放大器上混频电路和晶体管的转移特性 如图6.2.3所示。中频已调波us=Usm(1+macosΩt)cosωct，本振 信号ul=Ulmcosωlt，Ulm>>Usm，基极回路的直流电压源UBB提供晶 体管的导通电压UBE(on)，LC并联谐振回路的谐振频率ω0=3ωl+ωc， 带宽BWBPF>>2Ω，谐振电阻为Re。写出时变静态电流I0(t)和时变 电导g(t)的表达式并画出波形，写出混频跨导gc和高频已调波ui 的表达式。
第六章 混频
其中，UBB为基极回路的直流电压源。对us而言，UBB+ul是 时变静态工作点Q对应的晶体管的输入电压，称为时变静态 电压，在其附近将iC展开成有关us的泰勒级数，并作线性近 似，得到： iC≈f(UBB+ul)+f′(UBB+ul)us=I0(t)+g(t)us(6.2.1) 式中，I0(t)为时变静态电流，而g(t)为时变电导，它们分别是 us为零，交流输入电压仅有直流偏置电压和本振信号时有源器件 的输出电流和交流跨导。
第六章 混频
第六章 混频
6.1 混频信号 6.2 混频原理 6.3 混频器的主要性能指标 6.4 接收机混频电路的干扰和失真 6.5 集成器件与应用电路举例 本章小结 思考题和习题
第六章 混频
混频的典型应用为超外差接收机。例如，调幅接收 机把535~1605kHz频段内各个电台的调幅信号都下混频为 465kHz的中频信号，调频接收机则把88~108MHz频段内各个电 台的调频信号都下混频为10.7MHz的中频信号。经过混频后， 中频信号频率固定，便于针对该频率设计和优化中频放大器， 可以在中频带宽内实现高增益，提高接收机的接收灵敏度。同 时中频信号的带宽相对较大，便于设计选择性较好的滤波器， 提高接收机的选择性。
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Z01=50W Zin
0.02
6.3.2 单分支匹配电路
设计一个单分支匹配电路将负载ZL=15+j10W的阻抗转 换到Zin=50W的输入阻抗。要求使用特征阻抗为50W 的传输线，并且并联分支为终端开路的传输线。
50.0 25.0 100
lL=0.044l
A
VSWR=3.5
200
Zin ZL
10.0
6.2.5 T形和形匹配电路
在1GHz的频率下，设计两个T形匹配网络 把负载阻抗变换到，并且要求匹配电路 节点品质因数为
50.0 25.0 100
Q=5.0
10.0
200
L1=20.6nH
500.0
L2=13.4nH
0.2 0.08 0.2 0.04 0.02 0.01 0.004
Z0
200
500.0
50.0
25.0
100
等电导圆
Z1
10.0
200
Z2
500.0
等驻波系数
0.2 0.08 0.2 0.04 0.02 0.01 0.004 0.04 100 0.004 0.08 50.0 25.0
Z0
200
500.0
GL
10.0 0.01
0.02
VC
RB 1kW
VB
RC CC 1000pF RFC RFC Cc T 100pF D
I1 Rin RL N1 V1 N2 V2
2
I2
V1 N1 V2 N 2
P V1 I1 P2 V2 I 2 1
I1 N 2 I 2 N1
V1 V2 N1 Rin / RL I1 I 2 N2
2
Rin V1 V2 N1 / RL I1 I 2 N 2
6.2.3 集总参数L形匹配电路
例6－1 在1 GHz频率时，欲将图中的负载阻抗匹配到特征阻 抗50欧，设计L形集总参数匹配电路 1 Zin Z0 1 TML L jC j L Z L
Z0=50W C ZL=10+j10W
Zin=Z0
L 1.59nH C 6.37 pF
第六章 匹配和偏置电路
6.1 匹配电路的概念
阻抗匹配
对传输功率的影响－最大功率传输条件？
对放大器增益的影响－带内增益及增益平坦度？
对噪声系数的影响－低噪声放大器的噪声匹配？ 对频带宽度的影响－阻抗匹配与带宽的关系？
6.2.1 变压器阻抗变换电路
普通变压器匹配适用于：频率较低、窄带的情况
6.3.1 混合型匹配电路
微带传输线上并联电容，实现阻抗变换 采用相同特征阻抗的微带线，简化匹配电路 设计的复杂性 结构实用，较小的尺寸，可调节
使用混合元件设计工作在1.5GHz频率下的匹配电路， 要求将负载ZL=30+j10W变换到输入阻抗Zin=60+j80W。 要求匹配电路适用两段特征阻抗为50W的传输线和一 个集总参数的电容。
L=4.0nH
ZL=10+j10W
(a)
(b)
串电容，并电感
串电容，并电感;… 3次
匹配过程与Smith 园图 从负载点出发向匹配点移动； 沿着Z-Y Smith圆图中的等电阻圆或等电导圆移动； 每一次移动都对应一个电抗器件； 串联 v.s. 并联 沿着等电阻圆移动对应一个串联电路；沿着等 电导圆移动对应一个并联电路； 方向 向上移动对应于电感器件 向下移动对应于电容器件 在短路点和开路点附近的区域是例外
RC1 RB1
共基极放大电路的有源偏置电路
VCC R3 R1 RFC T1 D1 R2 D2 CB RFC CC T2 CC RFOUT CB
VCC
R1
R3
RFC CB CC T2 RFOUT
T1 RFC R2 R4 CB CC RFIN
RFIN
一种适用的有源偏置电路 使用二极管和晶体管组成的有源偏置电路
传输线变压器的阻抗平衡与非平衡变换
传输线变压器
改变连接方式用传输线变压器实现阻抗变换
RS /2 + VS + VS RS /2 RS =300 W 3 4 RL=75 W 1 2
4：1阻抗变换连接方式
1:4阻抗连接方式：将上图中的端3接地，2和3断开，1和4端连接
6.2.3 集总参数L形匹配电路
50.0 25.0 100
Zin
200 10.0
怎样计算长度？
500.0
A
0.2 0.08 0.2 0.04 200 500.0
l1=0.12l
0.004
l2=0.19l Z02=50W C=7pF ZL
B
ZL
100 50.0 25.0 10.0 0.01
0.08
0.02 0.01 0.004 0.04
VC CB
6.5.2 无源偏置电路
I1 R1 VCC
RFC IC T CC RFOUT
R2 IC IB T
RFIN CC
VC R2 R3 R4 Vx R1 Ix RFC CB CC RFIN RFC IC T CC RFOUT
R3 Vx R1 Ix IB T R4
VCC
CB
R2 IC
IB
FET偏置电路
6.5.3 有源偏置电路
VCC R1 R3
RFC CC RFC T2 RFOUT
T1 R4 R2 R5 -VEE CC RFIN RG RS
CB
有源偏置电路
稳定 复杂 成本高 简单 稳定性差 成本低
无源偏置电路
作业
1 3 5 11 15
ZL Z0
0.08 0.2 0.04 0.02 200 100
500.0
0.2
500.0
lS=0.148l
0.08
0.004 50.0
B
0.01 0.004 0.04 25.0 10.0 0.01
0.02
6.3.3 双分支匹配电路
ZA l3 Zin Z03 ZS2 lS2 第二分支 ZB l2 Z02 ZS1 lS1 第一分支 ZC ZD l1 Z01 ZL
Zin=Z0
L 1.59nH C 6.37 pF
S 参数（经过变换后）
TML L
Z0=50W
C
ZL=10+j10W
Zin=Z0
L 1.59nH C 6.37 pF
串电感，并电容
L=1.6nH Zin=50W
C=5.3pF
Zin=50W
C=6.4pF
ZL=10+j10W
VD
VG CB
VD CB
RFC
CB
RFC CC RFIN
RFC CC RFOUT T
RFC R RFIN CC T
CC RFOUT
CB
双电源的实现？负压的实现？
6.5.3 有源偏置电路
VCC RC2 I1 RC1 RB1 IB1 T1 RE1 RB2 IC1 IB2 RFC CB CC RFIN T2 IC2 RFC CC RFOUT CB
使用双分支匹配电路可以把任意有耗负载ZL（阻抗实数部分不为零）匹配到输入阻抗Zin。
例6－8
ZA 3l/8 Z0 Z0 Z0 0.301l ZB 3l/8 Z0 Z0 0.324l ZC ZD l/8 Z0 ZL
第二分支
第一分支
ZL=50+j50W
6.4 阻抗匹配电路综合设计
射频通信系统中的匹配电路有三种方法： 1）使用集总参数器件的匹配电路； 2）使用分布参数的器件
-2.4 -2.8 -3.2
电路(b)
|H()| dB
-3.6 -4.0 -4.4 -4.8 0.0 0.5 1.0 1.5 2.0
电路(a)
2.5
3.0
f (GHz)
L=1.6nH LL=1.6nH Zin=50W C=5.3pF LL=1.6nH
Zin=50W
C=6.4pF
RL=10W
L=4.0nH
6.2.4 匹配禁区和频率响应
GL
Z0
匹配网络
ZL
Zin=Z0
ZMS=ZL*
L
Z0
C
ZL
6.2.4 匹配禁区和频率响应
6.2.4 匹配禁区和频率响应
6.2.4 匹配禁区和频率响应
L=1.6nH LL=1.6nH Zin=50W C=5.3pF LL=1.6nH
Zin=50W
C=6.4pF
RL=10W
10 1 2 2 50 10 L 10 10 L C 0 2 102 L 10
TML
L
Z0 =50 W
C
ZL =10+j10W
Z in =Z0
S 参数（变换前）
输入阻抗（经过变换后的阻抗）
TML
L
Z0=50W
C
ZL=10+j10W
L=4.0nH
RL=10W
ZL=10+j10W (a)
ZL=10+j10W (b)
0 1 1 Z 0 1 A 0 1 jC 1 0
a
j L LL 1 R 1 L
0 1
6.2.4 匹配禁区和频率响应
CB
1000pF
l=5.44mm Z0=50W Z0=50W l=25.9mm
Co 100pF ZL=50W