三电平逆变器中点电位平衡电路的设计与仿真_陶生桂

收稿日期:2004-02-24

作者简介:陶生桂(1940-),男,江苏常熟人,教授,博士生导师.E 2mail :hb9139@https://www.360docs.net/doc/2e11734367.html,

三电平逆变器中点电位平衡

电路的设计与仿真

陶生桂,龚熙国,袁登科

(同济大学沪西校区电气工程系,上海　200331)

摘要:多电平逆变器在中高压大功率场合得到了广泛的研究和应用.二极管中点箝位三电平逆变器是一种简单实用的多电平逆变器,但是三电平逆变器直流侧中点电位偏移问题影响着逆变器及其电机调速系统的可靠性.为此提出了一种用于三电平逆变器中点电位平衡的硬件电路,详细介绍了其工作原理以及参数设定,并用Matlab/

Simulink 仿真工具对系统进行了研究,给出了较好的仿真结果.

关键词:三电平逆变器;中点电位平衡;二极管箝位

中图分类号:TM 464 文献标识码:A 文章编号:0253-374X (2005)03-0395-05

Design and Simulation of Novel Circuit for Neutral 2Point

Voltage Balance in Three 2Level Inverter

TA O S heng 2gui ,GON G Xi 2guo ,Y UA N Deng 2ke

(Department of Electrical Engineering ,Tongji University West Campus ,Shanghai 200331,China )

Abstract :The multilevel inverter has been studied and used widely in high power applications for medium or high voltage.Diode 2clamped three 2level inverter is a simple and practical kind of inverter.But the deviation of neutral point voltage is one of the key aspects that affects the reliability of the three 2level inverter and its electric drive system.This paper presents a novel circuit for neutral 2point voltage balance in the three 2level inverter.The operation principle and parameters setting are analyzed in detail.Simulation results based on Matlab/Simulink are supplied to confirm the validity of the pro 2posed circuit.

Key words :three 2level inverter ;neutral 2point voltage balancing ;diode 2clamped

近几年来,多电平逆变器成为人们研究的热点课题.三电平逆变器是多电平逆变器中最简单又最实用的一种电路.三电平逆变器与传统的两电平逆变器相比较,主要优点是:器件具有2倍的正向阻断电压能力,并能减少谐波和降低开关频率,从而使系统损耗减小,使低压开关器件可以应用于高压变换器中[1].但是三电平逆变器控制策略复杂,并要考

虑中点电位平衡的问题.若逆变器直流母线上串联的2个电容的中点电压出现偏移,将引起三电平逆变器输出电压波形发生畸变而增大谐波及损耗[2].抑制三电平逆变器中点电位偏移的方法有硬件和软件两类.从软件出发将会增加控制的复杂性.笔者提出了一种抑制三电平逆变器中点电位偏移的硬件电路的实现方法.详细介绍了其工作原理和电路设计,

第33卷第3期2005年3月

同济大学学报(自然科学版)

JOURNAL OF TON G J I UN IVERSITY (NATURAL SCIENCE )Vol.33No.3

　Mar.2005

并用美国MA TH Works 公司推出的交互式仿真软件Matlab/Simulink 进行了研究,给出了较好的仿真结果.

1　三电平逆变器及中点电位偏移原理

三电平逆变器主电路结构如图1所示.其中V X1～V X4分别为X (X =A ,B ,C )相上的电力电子器件———绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor ,IG B T );D X1～D X4为与其反并联的续流二极管;D X5,D X6为相应各相的箝位二极管;P ,N 为直流侧正、负电压母线;O 为中性点;C 1,C 2为直流侧的分压电容;U A ～U C 为逆变器的三相输出电压;U dc 为直流侧电压;i C1和i C2分别为流经C 1和C 2的电流;i NP 为流经中性点的电流.以X 相为例说明三电平逆变器的工作原理为:V X1和V X2导通时X 相输出正电平;V X3和V X4导通时,X 相输出负电平;V X2和V X3导通时,X 相输出零电平.因此,逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧电压有三种取值的可能,这正是三电平逆变器名称的由来

图1　绝缘栅双极型晶体管IGBT 三电平逆变器

主电路原理图

Fig.1　Main circuit schem atic of insulated gate bipolar

transistor three 2level inverter

三电平逆变器运行中会存在一个问题,即中点电位偏移,这是由于在直流侧中性点存在着流入或流出的中点电流i NP ,如图1所示.当某一相上输出为零电压时(V X2,V X3管导通),中点电流使得直流侧电容分压产生失衡:当i NP 流出中点时,对C 1充电;当i NP 流入中点时,对C 2充电,若C 1,C 2的充放电过程不均衡,则中点电位就要发生偏移.由此可见,i C1≠i C2或i NP ≠0是产生中点电位偏移的必要条件,而零电压在此过程中起了重要影响.

2　中点电位平衡电路设计及其工作原理

笔者提出的中点电位平衡电路的主电路如图2

所示.电路中T 1,T 2,T 3为IG B T 管,D 1,D 2为续流二极管,L 1,L 2为储能电感,C 1,C 2为分压电容.与普通抑制电路相比,该电路增加了一个IG B T 管T 3,通过控制T 3管的导通与关断,可以抑制直流侧电压U dc 不变情况下C 1,C 2端的电压变化,即使U dc 降低,该电路也能有效抑制中点电位的偏移

图2　中点电位平衡电路主电路

Fig.2　Main circuit schem atic of the neutral 2point

voltage b alancing

2.1　U dc 保持不变情形下的中点电位的平衡

若U dc 保持不变,则U dc =U C1+U C2为常数,

U C1增加必然导致U C2下降,同样U C1下降必然使

U C2增加,因此可以通过调整直流侧两个分立电容

的电压来平衡中点电位.为实现这一目标,使T 3始终处于导通状态,此时的等效电路如图3所示

图3　T 3导通时的等效电路图

Fig.3　Equivalent circuit when T 3turns on

这一电路由Boost 和Buck 变换器组成.T 1,D 1,L 1和C 2构成Buck 变换器;T 2,D 2,L 2和C 1构成Boost 变换器.电路的工作模式相应地分为Buck 变

换模式和Boost 变换模式.这两种变换模式的工作状态应当互补.当U C1>U C2时,Buck 变换电路(T 1,D 1,L 1,C 2)开始工作,与此同时,Boost 变换电路停止工作.Buck 变换模式中,是通过调整C 2两端的电压实现抑制中点电位偏移的.当T 1导通时,一方面在U dc 作用下,电流流经T 1,L 1,C 2,另一方面

93 同济大学学报(自然科学版)第33卷　

电容C 1上的电压U C1经T 1与L 1构成回路,均使电感L 1储能;当T 1关断时,经C 2,D 1,L 1的回路将储存在L 1中的电能转换到C 2中,电容C 2充电,其上电压增大,直到C 1与C 2上的电压平衡.

当U C2>U C1时,Buck 变换器不再工作,Boost 变换电路开始工作.由于U C2>U C1,C 2中的能量将间接转移到C 1中.当T 2导通时,一方面C 2上的电压U C2经L 2,T 2放电,能量存储在L 2中,另一方面U dc 经C 1和C 2重新分配电压;当T 2关断时,二极管D 2导通,存储在L 2中的能量通过D 2转移到C 1中.

这样,在Boost 变换模式中,通过调整C 1两端的电压就可以抑制中点电位的偏移,直到U C1=U C2.2.2　直流侧电压U dc 降低情形下的中点电位的平衡

当输入电源发生脉动导致U dc 减小至低于电压保护设定值时,图2所示电路中的T 3管关断,此时的等效电路如图4所示.Boost 和Buck 变换器同时工作,不仅使C 1,C 2上的电压平衡,而且使它们的电压之和等于所设定的U dc 值.Buck 变换器调整电容C 2两端的电压.T 1导通时,从U dc 流出的电流流经T 1,L 1,C 2,使L 1储能;T 1关断时,L 1中的能量转换

到C 2中.与此同时,Boost 变换器将能量从C 2转换到C 1中,调整C 1两端的电压,其工作过程与上述Boost 变换模式相同

图4　T 3关断时的等效电路图

Fig.4　Equivalent circuit when T 3turns off

3　电路参数的设计

3.1　开关功率管的设计

文献[3]中已经证明:中点电流最大值近似等于逆变器的输出电流.笔者提出的平衡电路,中点电流最大值出现在T 1导通、储能电感L 1中电流线性增加过程中或出现在T 2导通、电流流经C 2对L 2储能的过程中.因此即使在中点电位偏移最大情形即中点电流最大时,流经T 1,T 2的电流应当与流过三电平逆变器中开关器件的电流值是相等的.另外不难

看出,T 1,T 2的耐压值应当是三电平逆变器中开关器件耐压值的2倍.3.2　分压电容的设计

每个分压电容承受直流侧电压的一半,因此对电容要求应当是电容的内压大于U dc /2的电解电容.为简单起见,完全可以将C 1,C 2设计为标称值相等的电容C ,由三电平逆变器的工作过程容易推出电容C 的计算公式为

C =

I NP max

2ωNP U NPR

(1)

式中:I NP max 为流经中点的电流最大值;ωNP 为中点电位波动频率;U NPR 为中点电压变化的最大值.

若设三电平逆变器三相输出电压电流的相位角为θ、调制深度为M 、输出角频率为ω、输出电流有效值为I ,则中点电位的偏移值U NP 可以计算出来,中点电压变化的最大值U NPR 也就很容易确定了.前已叙述,中点电流最大值近似等于逆变器的输出电流,因此流经中点的电流最大值I NP max 为

I NP max =2I

(2)

一般说,中点电位波动频率ωNP 为逆变器输出频率ω的3倍,即

ωNP =3ω(3)结合式(1),(2),(3),容易计算出电容C 的内压.可

以看出:电容的大小不仅与中点电流的最大值有关,还与中点电压波纹大小及中点电压频率有关.3.3　储能电感的设计

在Buck 变换模式中,流过储能电感L 1的电流不能发生突变,只能近似线性地上升或下降.设开关周期为T ,开关管T 1导通时间为t on ,截止时间为t off ,占空比为k =t on /T .在开关管T 1导通时,忽略

其饱和导通管压降,则L 1两端电压为

U L1=U dc -U C2

(4)又

U L1=L 1

ΔI L1max /t on (5)

式中:ΔI L1max 为T 1导通期间储能电感L 1中流过电

流增加量的最大值.

由式(1),(2)可解得

L 1=U L1t on /ΔI L1max =

(U dc -U C2)t on /ΔI L1max

(6)T 1关断时,

U C2=L 1ΔI ′L1max /t off

(7)

式中:ΔI ′L1max 为T 1关断期间L 1中流过电流减小量

的最大值.

由ΔI L1max =ΔI ′L1max ,可得

93　第3期陶生桂,等:三电平逆变器中点电位平衡电路的设计与仿真

U C2=kU dc (8)

将式(5)代入式(3)得

L 1=

1-k

U C2t on ΔI L1max =

(U dc -U C2)U C2T/U dc ΔI L1max =(U dc -U C1)U C1T/U dc ΔI L1max

(9)

在Boost 变换模式中,根据同样的道理.可得L 2的计算公式.为方便起见,同样可以将L 1,L 2设计为相同标称值的电感.3.4　开关频率及占空比的设计平衡电路的开关频率不能低于逆变器主电路开关频率,否则抑制中点电位偏移的效果将不明显.但是若平衡电路开关频率过高,则不仅使器件损耗增大,而且还会对主电路产生不利影响,干扰主电路的正常工作.一般取平衡电路的开关频率为逆变器主电路开关频率的2～4倍.占空比的设计应当满足使得在T 1动作的Buck 模式中,储能电感L 1中的能量完全转换到C 1中;在T 2动作的Boost 模式中,L 2中的能量完全转换到C 1中,因此占空比一般可以设计为40%～60%.

4　建模仿真及其分析

笔者在Matlab/Simulink 环境下建立了系统仿

真模型,其中主要包括三电平逆变器和中点电位平衡电路的数字化仿真模型,分别如图5a 和b 所示.

仿真模型中引入了时钟(Clock )、正弦波(Sin Wave )

等信号源模块以及增益(K )、积分运算1/s 和微分d u /d t 等运算模块.数字仿真模型更多地使用了数字逻辑模块,完成诸如或(OR )、非(NO T )和异或(NOR )等逻辑运算.>=模块是一个关系运算模块,Selector 为一个选路器模块,eps 模块是一个设定值误差.大量复杂的运算是通过函数计算模块(Fcn )来完成的.在图a 中,由信号源组合产生的控制信号通过一系列函数运算最终输出三电平逆变器的三相电压U A ,U B ,U C .在图b 中,输入为中性点电流和开关控制信号Sw1,Sw2,输出为U C1,U C2. 仿真参数为:三电平逆变器直流侧输入电压为530V ,输出频率为10Hz ,采用双三角波(SPWM )调制.控制电路中分压电容值为3300μF ,储能电感值为3mH ,开关频率为2kHz ,占空比为50%.三相对称负载等效为5Ω的纯阻性负载.图6给出了仿真波形.从仿真结果来看,应用该硬件电路来抑制2个串联电容中点电位偏移,能获得良好的效果.

5　结论

(1)在多电平逆变器中,该方案为电容电压分

配均匀提供了很好的参考方案.

(2)对低电压系统的性能改进是可加以考虑的方案,对高压大容量场合,要从系统出发,仔细核算其性价比.

93 同济大学学报(自然科学版)第33卷　

图5　基于Matlab/Simulink 的仿真模型

Fig.5　Simulation models b ased on Matlab/

Simulink

图6　仿真波形

Fig.6　Simulation w aveforms

参考文献:

[1]　Jouanne A ,Shaoan Dai ,Haoran Zhang.A multilevel inverter ap 2

proach providing DC 2link balancing ,ride 2through enhanment ,and common 2mode voltage elimination [J ].IEEE Transactions on In 2

dustrial Electronics ,2002,8(4):739-745.

[2]　邵丙衡.电力电子技术[M ].北京:中国铁道出版社,1997.

SHAO Bing 2heng.Power electronics technology[M ].Beijing :Chi 2

nese Railway Publication ,1997.

[3]　Pressman A I.Switching power supply design [M ].New Y ork :

Mc Graw 2Hill ,1998.

(编辑:杨家琪)

93　第3期陶生桂,等:三电平逆变器中点电位平衡电路的设计与仿真

三电平逆变器中点电位平衡电路的设计与仿真概要

收稿日期:2004-02-24 作者简介:陶生桂(1940-,男,江苏常熟人,教授,博士生导师.E 2mail:hb9139@https://www.360docs.net/doc/2e11734367.html, 三电平逆变器中点电位平衡电路的设计与仿真陶生桂,龚熙国,袁登科 (同济大学沪西校区电气工程系,上海 200331 摘要:多电平逆变器在中高压大功率场合得到了广泛的研究和应用.二极管中点箝位三电平逆变器是一种简单实用的多电平逆变器,但是三电平逆变器直流侧中点电位偏移问题影响着逆变器及其电机调速系统的可靠性.为此提出了一种用于三电平逆变器中点电位平衡的硬件电路,详细介绍了其工作原理以及参数设定,并用Matlab/Simulink 仿真工具对系统进行了研究,给出了较好的仿真结果.关键词:三电平逆变器;中点电位平衡;二极管箝位中图分类号:TM 464 文献标识码:A 文章编号:0253-374X(200503-0395-05 Design and Simulation of Nove l Circuit for Neutral 2Point Voltage Balance in Three 2Level Inverter TAO Sheng 2gui,GON G Xi 2guo,YUAN Deng 2ke (Department of Electrical Engineering,Tong ji University West Campu s,Shanghai 200331,China A bstract :The multilevel inverter has been studied and used widely in high power applications for medium or high voltage.Diode 2clamped three 2level inverter is a simple and practical kind of inverter.But the deviation of neutral point voltage is one of the key

三电平逆变器的主电路结构及其工作原理

所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压(+Vdc/2)、负端电压(-Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。三电平逆变器的工作原理以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1，、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2; 若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。

(完整版)三电平逆变器的主电路结构及其工作原理

三电平逆变器的主电路结构及其工作原理所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压(+Vdc/2)、负端电压(-Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。三电平逆变器的工作原理以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1，、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2; 若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。

“1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从O点顺序流过箱位二极管D a1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管D a2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0”状态，如图所示。 (3) 当Sa3、Sa4导通，Sa1、Sa2关断时，若负载电流为正方向，则电流从负极点流过与主开关Sa3、Sa4反并联的续流二极管对电容C2进行充电，该相输出端电位等同于负极点电位，输出电压U=-V dc/2;若负载电流为负方向，则电源对电容C2充电，电流流过主开关管Sa3、Sa4注入负极点，该相输出端电位仍然等同于负极点电位，输出电压U=-V dc/2。通常标识为“-1”状态，如图所示。

[三电平逆变器的主电路结构及其工作原理]三电平逆变器工作原理

[三电平逆变器的主电路结构及其工作原理]三电平逆变器工作原理三电平逆变器的主电路结构及其原理所谓三电平是指逆变器侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压(+Vdc/2)、负端电压(-Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT 开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。三电平逆变器的工作原理以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压U=+Vdc/2;若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1

充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+Vdc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。 “1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从O点顺序流过箱位二极管Da1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管Da2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0”状态，如图所示。 (3) 当Sa3、Sa4导通，Sa1、Sa2关断时，若负载电流为正方向，则电流从负极点流过与主开关Sa3、Sa4反并联的续流二极管对电容C2进行充电，该相输出端电位等同于负极点电位，输出电压U=-Vdc/2;若负载电流为负方向，则电源对电容C2充电，电流流过主开关管Sa3、Sa4注入负极点，该相输出端电位仍然等同于负极点电位，输出电压U=-Vdc/2。通常标识为“-1”状态，如图所示。三电平逆变器工作状态间的转换

三电平逆变电路硬件设计

毕业设计(论文)开题报告题目：三电平逆变器硬件电路设计与仿真院（系）电信学院专业电气工程及其自动化班级050413 姓名张天东学号050413124 导师毕雪芹 2009年3 月5 日

毕业设计（论文）开题报告

参考文献 [1] 张杰，邹云屏，张贤，丁凯.二极管箝位式三电平控制策略研究[D].武汉:华中科技大学,2002. [2] Yo-Han Lee, et al. A Novel PWM Scheme for a Three-Level V oltage Source Inverter with GTO Thyristors[J] IEEE Transactions on Industry Applications, V ol. 32, No.2, March/April. 1996 [3] 刘凤君正弦波逆变器[M]. 北京:科学出版社,2002 [4] 倪红基于SVPWM的中频变频器的研究[D].上海:东华大学,2000.

[5] 王长兵三电平逆变器SVPWM控制算法的研究[D].哈尔滨: 哈尔滨工业大学,2002 [6] 易荣, 吴浩烈.三电平逆变器异步电机空间矢量控制技术与仿真研究[A]. [7] 吴守箴，臧英杰.电气传动的脉宽调制控制技术[M].北京:机械工业出版社,1998 [8] 李夙. 异步电机直接转矩控制技术[M]. 北京:机械工业出版社,1998 [9] 钟彦儒，高永军，曾光采用空间电压矢量PWM方法三电平逆变器研究[J].电力电子技术,2000,1:10-13 [10] Fei Wang, et al. Sine-Triangle versus Space-Vector Modulation for Three-Level PWM V oltage-Source Inverters[J] IEEE Transactions on Industry Application, V ol.38, No.2, March/April. 2002 [11] https://www.360docs.net/doc/2e11734367.html,/matlabintro.htm [12] https://www.360docs.net/doc/2e11734367.html,/ruanjian/ruanjian000001.html [13] 胡兵三电平逆变器中点控制策略的研究[D].上海:同济大学,2002. [14] 康劲松三电平逆变器交流传动系统及其控制策略[D].上海:同济大学,2003.

三电平逆变器的主电路结构及其工作原理

三电平逆变器的主电路结构及其工作原理 -标准化文件发布号：（9556-EUATWK-MWUB-WUNN-INNUL-DDQTY-KII

三电平逆变器的主电路结构及其工作原理所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压 (+Vdc/2)、负端电压(-Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。三电平逆变器的工作原理以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1，、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压 U=+V dc/2;若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。

T型三电平逆变器课程设计..

摘要三相三电平逆变器具有输出电压谐波小，/ dv dt小，EMI小等优点，是高压大功率逆变器应用领域的研究热点，三相二极管中点箝位型三电平逆变器是三相三电平逆变器的一种主要拓扑，已经得到了广泛的应用。三相T型三电平逆变器，是基于三相二极管中点箝位型三电平逆变器的一种改进拓扑。这种逆变器中，每个桥臂通过反向串联的开关管实现中点箝位功能，是逆变器输出电压有三种电平。该拓扑比三相二极管中点箝位型三电平拓扑结构每相减少了两个箝位二极管，可以降低损耗并且减少逆变器体积，是一种很有发展前景的拓扑。本设计采用正弦脉宽调制（SPWM），本文介绍了三相T型三电平逆变器的设计，介绍其结构和基本工作原理，及SPWM控制法的原理，并利用SPWM控制的方法对三电平逆变器进行设计与仿真。本设计采用SIMULINK对T型三电平逆变电路建立模型，并进行仿真。关键词： T型三电平逆变器、正弦脉宽调制、SIMULINK仿真

目录第一章绪论 (6) 1.1研究背景及意义 .. 1.2三电平逆变器拓扑分类第一章 T型三电平逆变器工作原理分析 (6) 1.1逆变器的结构 1.2本章小结第二章正弦脉波调制（SPWM） (7) 3.1 PWM与SPWM的工作原理 3.2三电平逆变电路SPWM的实现 3.3本章小结第三章电路仿真与参数计算 (10) 4.1逆变器的基本要求 4.2电路图 4.3调制电路 4.4L-C滤波电路 4.5结果分析第四章课程设计小结 (14) 参考文献 (15)

第一章绪论 1.1 研究背景及意义近年来，随着经济的飞速发展，人类对能源的需求也大幅度增加，而传统能源面临着枯竭的危机。在这种情况下，我们不得不加速开发新型能源。各国的专家致力于新能源的开发与利用，光伏发电、风力发电、生物发电等各种新型发电技术已经得到了一定的应用，并且正在蓬勃的发展，尤其是光伏发电，因其成本低、稳定性较好，控制简单等优点，在各国得到了广泛的应用。受地区气象条件的影响，太阳能光伏电池板输出的直流电压极不稳定，而且电压幅值低，容量小。为了高效利用太阳能，需要将不稳定的光伏电池串、并联组合，并且经过多级电力电子变换器组合输出恒频交流电压并网运行。而把这些初始能源转化为可用电能的桥梁就是逆变器。随着开关器件的不断发展，逆变器的拓扑、调制方式和控制策略也在不断发展，控制理论在逆变器的控制上得到了很好的应用，这一切都保证了优良的供电质量。在一些高电压、大功率的应用场合，传统的两电平逆变器由于开关器件耐压限制，无法满足需求。在这种情况下，如何将低耐压开关器件应用于高电压大功率场合成为各国专家研究的热点，由此，多电平逆变器技术应运而生。多电平的概念最早是由日本专家南波江章(A.Nabae)等人在 1980 年提出的[1]，通过改变主电路的拓扑结构、增加开关器件的方式，在开关器件关断的时候将直流电压分散到各个器件两端，实现了低耐压开关器件在大功率场合应用。 1.2三电平逆变器拓扑分类常见的多电平的电路拓扑主要有三种：二极管箝位型逆变器、飞跨电容箝位型逆变器和具有独立直流电源的级联型逆变器。本文研究的 T 型三电平逆变器可以说是中点箝位型逆变器的改进拓扑，其优势主要体现在减少了电流通路中的开关器件数量，减少了传导损耗。而且与二极管箝位型三电平逆变器相比，T 型三电平逆变器的每个桥臂少用了两个箝位二极管，其控制方法和二极管箝位型三电平逆变器类似[2]。T 型三电平逆变器融合了两电平和三电平逆变器的优势，既有两电平逆变器传导损耗低，器件数目少的优点，又有三电平逆变器输出波形好，效率高的优点，是很有发展前景的一种三电平逆变器拓扑。

电化学基本概念--电极电位!

电化学基本概念--电极电位！一、双电层的形成金属晶格是由整齐排列的金属正离子及在其间流动着的电子组成的。当把一种金属浸人电解质溶液中时，由于极性水分子的作用，金属表面的金属离子将发生水化。如果水化时所产生的水化能，足以克服金属晶格中金属离子与电子之间的引力，则一些离子将脱离金属品格，进人与金属表面相接触的液层中，形成水化离子，而与这些离子保持电中性的电子，则仍然留在金属上，这就是氧化反应。随着电子在金属表面上的积累，也会发生上述反应的逆反应，即金属离子返回金属表面上与电子相合，这就是还原反应。当氧化反应和还原反应速度相等即达到平衡时，金属表面上有一定量的电子过剩，它们紧密地排列在金属表面上，而靠近电极表面的液层中排列着等量过剩的水化金属离子。这种在电极与溶液界面上存在着的大小相等、电荷符号相反的电荷层就叫做双电层。许多负电性的金属例如铁、锌、镉等，在含有该金属盐的水溶液中就形成这种类型的双层电。如果金属离子的水化能不足以克服金属晶格中金属离子与电子间的引力。则溶液中的金属离子可能被电极上的电子所吸引而进人晶格，从而全属表面带正电荷，而电极表面附近的液层中有负离子的过剩，带负电荷，因此形成与上述双电层荷电情况相反的双层电。例如铜在含有铜盐的溶液中、银在含有银盐的溶液中，就形成这种类型的双电层。两种类型双电层的示意图，如图1一2一7所示。二、可逆电极与不可逆电极由双电层的产生可知，在电解质溶液中，任何电极上都同时进行着氧化反应和还原反应。在平衡条件下(即电极上没有电流通过或所通过的电流无限小时)，如果氧化反应和还原反应是可逆的，则该电极为可逆电极。例如纯锌放在硫酸锌溶液中，当氧化反应与还原反应速度相时，符合下面的反应方程式: 也就是说，当氧化反应与还原反应速度相等时，在界面上物质和电荷都以反方向、等速度进行交换，即物质交换和电荷交换都是可逆的，因此氧化反应与还原反应是可逆的，这种电极就是可逆电极。金属放在含有该金属盐的溶液中组成的电极、氢电极、甘汞电极等，都是可逆电极。凡不符合上述物质交换和电荷交换都可逆这种条件的电极。称为不可逆电极。例如，纯锌放在稀盐酸中，开始时有锌的溶解:zn→zn2++2e。但溶液中开始时没有锌离子，只有H+离子，因此，这时的逆反应为H+离子的还原：H+ + e→H。但随着锌的溶解，溶液中锌离子增多，也开始进行锌离子的还原反应：zn2++2e→zn但还原速度小于锌的氧化速度。同时，已还原的氢原子也开始重新氧化为氢离子:H→H+ + e。但其氧化速度也小于氢离子的还原速度。这样,电极上一共存在着两对反应(注意:可逆电极上只有一对反应)，并且锌的溶解和沉积速度不相等，氢的氧化和

T型三电平逆变器课程设计..

摘要三相三电平逆变器具有输出电压谐波小,/ dv dt小，ＥMI小等优点，是高压大功率逆变器应用领域的研究热点，三相二极管中点箝位型三电平逆变器是三相三电平逆变器的一种主要拓扑，已经得到了广泛的应用。三相T型三电平逆变器，是基于三相二极管中点箝位型三电平逆变器的一种改进拓扑。这种逆变器中，每个桥臂通过反向串联的开关管实现中点箝位功能,是逆变器输出电压有三种电平。该拓扑比三相二极管中点箝位型三电平拓扑结构每相减少了两个箝位二极管,可以降低损耗并且减少逆变器体积，是一种很有发展前景的拓扑。本设计采用正弦脉宽调制(SＰWM），本文介绍了三相T型三电平逆变器的设计，介绍其结构和基本工作原理，及SPＷM控制法的原理，并利用ＳＰWM控制的方法对三电平逆变器进行设计与仿真。本设计采用SＩMＵＬINK对Ｔ型三电平逆变电路建立模型,并进行仿真。关键词: T型三电平逆变器、正弦脉宽调制、SIＭULINＫ仿真

目录第一章绪论…………………………………………………………………………６ 1.1研究背景及意义 .． 1.2三电平逆变器拓扑分类第一章T型三电平逆变器工作原理分析…………………………………………６ 1.1逆变器的结构 1.2本章小结第二章正弦脉波调制(ＳPＷM） (7) ３.１ＰＷＭ与SPWM的工作原理３．2三电平逆变电路SＰＷＭ的实现３．3本章小结第三章电路仿真与参数计算………………………………………………………1０ 4.1逆变器的基本要求 4.2电路图 4.3调制电路 4．4L-C滤波电路 4．５结果分析第四章课程设计小结.....................................................................１4 参考文献 (15) 第一章绪论

三电平逆变器基本介绍

三电平逆变器基本介绍一、三电平逆变器的基本工作原理 + BUS + 1 2 V DC C 1 D 3 Q 1 Q 2 i L L C + u C D 1 GND + u 负载 Q 3 + 1 2 V DC C 2 D 4 D 2 Q 4 ? BUS 图1三电平逆变器主电路

图2四个开关管的驱动信号波形

当u>0时，u=S* *1/ 2V DC，且S* =1表示Q1 通Q3 断，S* =0 表示 Q1断Q3通；当u<0时，u=(S* ?1) *1/ 2V DC，且S* =1表示Q2 通Q4 断，S* =0 表示Q2断Q4通；由以上可见，S1代表了Q1 通（输出电压的正半周）或Q2 通* = （输出电压的负半周），而由图2 可见，Q1 正半周与Q2 负半周的驱动波形组合起来与原两电平的上管驱动波形完全一致，因此可以直接在原两电平的控制器平台上进行一定的修改，即可得到适合于三电平的控制器。 u = V S *1/ 2V DC = DC 4V t (S1) *1/ 2V ?= DC *v m t V DC 4V 1 4 + V DC 1 ? *v V m DC 4 u u > < 时时

图3三电平逆变器模型（包括调制部分）

图4三电平逆变器的控制框图二、三电平逆变器的缓冲电路 P1P2 + 1 2 V DC ? G2 G1C DC1 D R1 1 C 1 D 3 Q 1 Q 2 A L i L +u C + u C ? 负载 + 1 2 V DC ?C DC2 C 2 D R2 2 D 4 Q 3 Q 4 N1N2 图 5 实验中所采用的NPC 缓冲电路

三电平逆变器基本介绍

三电平逆变器基本介绍一、三电平逆变器的基本工作原理 DC V 2 1DC V 21 图1 三电平逆变器主电路图2 四个开关管的驱动信号波形

当u 时，u ，且表示Q1通Q3断，S 表示 Q1断Q3通； 0>DC V S 2/1**=1*=S 0*= 当u 时，u ，且表示Q2通Q4断，表示Q2断Q4通； 0+==时时0u 41*42/1*)1(0u 41*42/1*DC m t DC DC DC m t DC DC V v V V V S V v V V V S u 图3 三电平逆变器模型（包括调制部分）

图4 三电平逆变器的控制框图二、三电平逆变器的缓冲电路 DC V 21DC V 21 图5 实验中所采用的NPC 缓冲电路

实验中发现在突加RCD 负载时会在Q2、Q3上产生很大的电压尖峰，经仔细分析，主要有以下两个方面的原因：第一：在突加RCD 负载时会产生很大的电流尖峰，由于控制板在设计时考虑的状况是当出现过流信号时同时封锁Q1、Q2、Q3、Q4的驱动信号，从而导致A 点电位在封锁Q1、Q2、Q3、Q4驱动瞬间的变化最大幅值可以达到V ，很类似于两电平逆变器工作时的状态，容易导致开关管上出现电压尖峰。 DC 解决办法：当出现电流尖峰时仅仅封锁Q1、Q4的驱动信号，而Q2、Q3的驱动不封锁，仍然保持原状态不变，如此一来在封锁Q1、Q4驱动瞬间A 点电位的变化最大幅值仅仅为1，因此大大减小了开关管上的电压尖峰。 DC V 2/第二：在突加RCD 负载时输出电压的正负半周会出现误判的状况。以一个实际的工作状况对此加以说明，假设当前处于桥臂输出电压的正半周，但是由于此时突加RCD 负载因此误判为是在电压的负半周，因此会做以下操作：将原来处于开关状态的Q1改为常断；将原来常通的开关管Q2改为开关状态；将原来处于开关状态的开关管Q3改为常通；将原来常断的开关管Q4改为开关状态，而在此转换过程当中，负载电流很大，很容易在开关管上产生电压尖峰。

三电平光伏并网逆变器的设计和仿真

三电平光伏并网逆变器共模电压SVPWM抑制策略研究发布:2011-09-07 | 作者: | 来源: mahuaxiao | 查看:436次 | 用户关注：摘要：本文提出了一种优化空间矢量脉宽调制方法来抑制光伏并网逆变器中产生的共模电压。在分析共模电压产生机理的基础上，对通常SVPWM调制技术进行改进,调整了有效矢量的选择范围,并对开关次序进行优化。该空间矢量合成算法克服了SPWM调制存在的母线电压利用率低，线性调制区小的问题。仿真结果表明，该算法可以将共模电压幅值抑制到普通SVPWM算法的1/2，具有良好的有效性和实用性。1引言目前,多电平变流器以其突出的优点在高压大摘要：本文提出了一种优化空间矢量脉宽调制方法来抑制光伏并网逆变器中产生的共模电压。在分析共模电压产生机理的基础上，对通常SVPWM调制技术进行改进, 调整了有效矢量的选择范围, 并对开关次序进行优化。该空间矢量合成算法克服了SPWM调制存在的母线电压利用率低，线性调制区小的问题。仿真结果表明，该算法可以将共模电压幅值抑制到普通SVPWM算法的1/2，具有良好的有效性和实用性。 1 引言目前, 多电平变流器以其突出的优点在高压大功率变流器中得到了日益广泛的应用,它不仅能减少输出波形的谐波，也易于进行模块化设计[1, 2]。二极管中点箝位式(NPC)三电平拓扑结构即是高压大功率变频器的主流拓扑结构之一[3] 。然而在三电平变流器的应用中, 也出现了一些问题，特别是共模电压问题。目前，变频器共模电压的抑制方法主要有两种：一是外加无源滤波器等，或有源滤波器[4-6]，这类方法会导致体积和成本显著增加，且不易应用于高压大容量场合；二是通过控制策略从源头减小共模电压，文献[7]、[8]提出一种SPWM消除共模电压的调制方法。该方式是通过异相调制来消除开关共模电压,但是存在直流电压利用率低、线性调制区过小的问题。针对SPWM调制的电压利用率低、不利于运用于各种调制比工况下的缺点，本文从三电平逆变器共模电压形成机理出发，提出了一种基于优化电压空间矢量(SVPWM)方法, 可有效抑制三电平逆变器输出共模电压。并通过 Matlab/Simulink软件对该方法进行了仿真验证, 结果表明效果良好。 2 光伏三电平逆变器及其共模电压本文研究的三电平光伏逆变器系统如图1所示。其输入为光伏阵列的直流电压，逆变器主拓扑为NPC三电平结构。设直流母线电压的幅值为Vdc,用开关状态字“1”,“0”和“-1”分别表示逆变器每相输出为+Vdc/2、0和-Vdc/2的三种状态,则三相三电平逆变器总共有27种不同的开关状态。根据幅值和相位可以画出三电平逆变器的电压空间矢量图，具体如图2所示。

三电平逆变器仿真原理及介绍

242IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS,VOL.15,NO.2,MARCH2000 A Comprehensive Study of Neutral-Point V oltage Balancing Problem in Three-Level Neutral-Point-Clamped V oltage Source PWM Inverters Nikola Celanovic,Student Member,IEEE,and Dushan Boroyevich,Member,IEEE Abstract—This paper explores the fundamental limitations of neutral-point voltage balancing problem for different loading con-ditions of three-level voltage source inverters.A new model in DQ coordinate frame utilizing current switching functions is developed as a means to investigate theoretical limitations and to offer a more intuitive insight into the problem.The low-frequency ripple of the neutral point caused by certain loading conditions is reported and quantified. Index Terms—Neutral-point voltage balancing,space vector modulation,three-level converter. I.I NTRODUCTION S INCE it’s introduction in1981[1],the three-level neutral-point-clamped(NPC)voltage source inverter(VSI),Fig.1, has been shown to provide significant advantages over the con-ventional two-level VSI for high-power applications. The main advantages are as follows. 1)V oltage across the switches is only half the dc bus voltage. This feature effectively doubles the power rating of VSI’s for a given power semiconductor device.Moreover,this is achieved without additional,often cumbersome,hard-ware for voltage and current sharing. 2)The first group of voltage harmonics is centered around twice the switching frequency[1],[7].This feature en-ables further reduction in size,weight,and cost of passive components while at the same time improving the quality of output waveforms. On the other hand this topology also has its disadvantages. 1)Three-level VSI’s require a high number of devices. 2)The complexity of the controller is significantly in- creased. 3)The balance of the neutral-point has to be assured. The three-level VSI was first considered with respect to high-capacity high-performance ac drive applications[1].To this day, it remains the area where this topology is most widely used [2]–[4],[7]–[9],[15],and[16].Other interesting applications of Manuscript received March10,1999;revised September22,1999.Recom-mended by Associate Editor,F.Z.Peng. The authors are with the Department of Electrical and Computer Engi-neering,Virginia Polytechnic Institute and State University,Blacksburg,V A, 24061-0111USA. Publisher Item Identifier S 0885-8993(00)02327-9. Fig.1.Circuit schematic of a three-level VSI. this technology include static V AR compensation systems[11], [12],HVDC transmission systems[18],active filtering applica- tions,as well as applications in power conditioning systems for superconductive magnetic energy storage(SMES)[13]. The neutral-point(NP)voltage balancing problem of three-level NPC VSI’s has been widely recognized in litera- ture.Various strategies have been presented,and successful operation has been demonstrated with a dc-link voltage balance maintained.In addition,some of the proposed algorithms avoid the narrow pulse problem[5],[9],minimize losses by not switching the highest current[10],or share the balancing task with front-end converters as in[2]. NP control for the carrier-based PWM has been studied in[15]–[17].In[15],the switching frequency optimal PWM method is introduced.This method controls the NP by,essen- tially,adding the zero sequence voltage to the inverter output. This work was extended in[16],where the authors propose an analytical method for analysis of the NP potential variation, show some limitations of the NP control,and also deal with the dc-link capacitors design issues.In[17],the authors analyze the stability of the NP control based on an insightful dynamic model of the NP control they developed. This paper discusses the issues of NP control from the space vector modulation(SVM)point of view.In addition,the broader range of inverter operating conditions is addressed,and a new mathematical formulation of NP balancing problem is given. Furthermore,low-frequency NP voltage ripple,normalized with the output current and the size of the dc-link capacitors,is given for all operating conditions. 0885-8993/00$10.00?2000IEEE

三电平变频器原理

三电平变频器原理作者：中南大学信息科学与工程学院许文斌桂武鸣摘要：论述了空间电压矢量调制（SVPWM）控制二极管钳位式三电平逆变器的原理与实现方法。提出了确定参考矢量的三个规则，并推导出工作矢量作用时间、输出顺序及描述了中点电位的控制规则。通过采用Matlab仿真，结果证明SVPWM控制三电平逆变器的可行性。英文摘要：In this paper,the principle and implement method of space vector puls e width (SVPWM) controlling diode clamped three-level converter is discussed. Thre e judging rules of determining the location of the desired vector is proposed, and t he duty time of active vectors, output sequence are deduced, and the neutral point potential rule is described. The simulation results through Matlab verify the affectivit y of SVPWM controlling three-level converter. 关键词：SVPWM三电平逆变器仿真 1引言工程实际中，待控制能量的规模越来越大，而在该过程中充当主角的功率器件所能承受的关断电压和通态电流能力却受到现有功率半导体器件制作水平的

实用文库汇编之三电平逆变器的主电路结构及其工作原理

*实用文库汇编之三电平逆变器的主电路结构及其工作原理* 所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压(+Vdc/2 )、负端电压(- Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。三电平逆变器的工作原理以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1，、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2; 若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。

“1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从O点顺序流过箱位二极管D a1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管D a2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0” 状态，如图所示。 (3) 当Sa3、Sa4导通，Sa1、Sa2关断时，若负载电流为正方向，则电流从负极点流过与主开关Sa3、Sa4反并联的续流二极管对电容C2进行充电，该相输出端电位等同于负极点电位，输出电压U=-

三电平逆变器的设计

三电平逆变器的设计摘要：多电平逆变器是近年来电力电子领域中中高压大功率应用场合研究的一个热点，这种逆变器用小容量的器件输出高容量、高质量的电能，因此在中高压变频调速、交流柔性输电系统等场合得到广泛的关注。本文从二极管箝位型三电平的拓扑电路出发，详细分析了三电平的SVPWM原理，介绍了三电平的电压空间矢量控制策略（SVPWM），用电压空间矢量方程求解了每个扇区内四个小三角形的电压空间矢量和三电平母线箝位电压空间矢量控制策略，在母线箝位SVPWM方法中由于存在每一个小扇区中有一个开关状态保持不变，从而使得开关频率最小化。最后仿真实验证实了这种空间矢量控制策略的特点，并将这种方法与一般的SPWM方法进行比较，发现其开关损耗小，电流畸变也小。关键词：三电平逆变器；中点箝位三电平逆变器；母线箝位SVPWM Clamp Diode-type Inverter Design Abstract: During recent years, multilevel inverter has been widely researched in high power level application with high voltage output. Power energy with characteristic of high capacity and high quality can be achieved by this type of inverter, in which relatively small capability and low voltage switches are adopted. So this technique has been widely concentrated in such application as medium-high voltage transducer and Flexible AC Transmission System In this paper, the principle of the three-level SVPWM is specified consequently based on the circuit topology of NPCTLI three-level inverter. And the three-level SVPWM is introduced, and then the voltage space vector of four small triangles in each sector is solved using the voltage space vector equation. Because a switch isn’t changed in the small triangle of each in bus clamped SVPWM, switching frequency of use makes minimum. At last, achievement of the SVPWM driving signal by using the tool of SIMULINK is discussed. The loss of switch and THD of current can be reduced compared with usual SPWM technique. Key words: Three-level Inverter; NPCTLI ，Bus Clamped Space Vector Pulse Width Modulation