10kW移相全桥ZVS设计
10kW全桥移相ZVS PWM整流模块的设计
摘要：本文介绍了10kW全桥移相ZVS PWM直流整流模块主电路和控制电路的设计，给出了主
变压器和谐振电感的参数计算，最后给出了实验波形。叙词：全桥移相, 零电压开关, 降频Abst ract： This paper introduces the structure of 10kW ZVS-FB PWM Switch Power Module, then discu sses the design of main circuit and control system and parameter calculation, finally presents the experim ent result. Keywords： full bridge phase-shift, zero-voltage switching (ZVS), frequency reduced 1 引言
在大型发电厂中,由于需要的直流负荷比较大,蓄电池的容量通常都在2000AH以上。若采用常规的10A或20A的开关整流模块,一般需要20或10以上的模块并联,但并联的模块过多,对模块之间的均流会带来一定的影响, 而且模块的可靠性并不随着模块的增加而增加, 一般并联的模块数量最好在10个以下。目前在电厂中大容量的直流充电电源采用相控电源的比较多，因此很有必要开发针对电厂用户的大容量开关整流充电电源。本文介绍的10kW 全桥移相ZVS PWM整流模块正是考虑了这种要求，它采用了加钳位二极管的ZVS－FB P WM直流变换技术，控制电路采用UC38专用全桥移相控制芯片，同时在轻载时采用了降低开关频率等技术，具有重量轻，效率高等优点。
2 整流模块主电路设计与参数计算
整流模块的主电路原理框图如图1所示，由输入EMI滤波器，整流滤波，ZVS全桥变换器，输出整流滤波和输出EMI滤波器等组成。
图1中由PQ1~PQ4开关管，钳位二极管D1,D2,谐振电感Lr,隔直电容CB，主变压器T 1以及吸收电阻和电容等组成全桥移相ZVS变换器，其中PQ1,PQ3为超前管，PQ2,PQ4为滞后管。PQ1（PQ3）超前PQ4(PQ2)一定的角度，即移相角。PQ1~PQ4采用IGBT单管并联组成，开关频率为25KHZ。
图1 主电路原理框图
2．1变压器参数的设计
由于设计的全桥移相ZVS PWM整流模块的最大输出功率接近10KW, 若采用常规的铁氧体磁芯，由于功率比较大，磁芯不太好选择，实际设计中磁芯采用了超微晶磁环。和铁氧体相比，超微晶材质具有较高的饱和磁密（可达1.2～1.6T）和较低损耗和优良的温度稳定性等优点，非常适宜用作大功率开关电源的主变压器的磁芯。
本模块的输入输出指标：输入: 304~456V输出：198～286V/35A
(a)直流母线的最低电压为：
Vdmin≈Vinmin×1.35=410.4(V)（1）
式(1)中Vinmin为三相输入电压最低值，取为304V;
(b)变压器副边的最低电压为：
V2min=(Vomax+Vd+Vr)/Dmax=(286+3+2)/0.95=306.3(V)（2）式(2)中Vomax为模块输出电压最高值,取为286V; Vd为整流二极管的压降,取为3V;Vr 为变压器副边绕组内阻压降和线路压降,取为2V;Dmax为最大占空比,取为0.95.
(c)变压器的变比n
n=Vdmin/V2min=410.4/306.3=1.33
实际中变压器原边取21匝,副边为16匝,变比为21/16=1.3125。
2.2 谐振电感参数的设计
在全桥移相ZVS变换器中,在超前管PQ1(PQ3)的开关过程中，由于输出滤波电感L1与谐振电感Lr是串联的，而L1和谐振电感相比一般比较大，因此超前管很容易实现ZVS; 而在滞后管PQ2(PQ4)和开关过程中,由于变压器副边是短路的，此仅仅依靠谐振电感Lr的能量来实现ZVS,因此滞后管实现起来ZVS比较困难,一般设计在1/3满载负载以上实现零电压开关。
Lr=8*Cmos×Vdmax2/3I12 [2] （3）
I1=(Iomax/3+ΔIlf/2)/n（4）
式(3)中Cmos为开关管漏源极电容（包括外并电容），实际中取为3300pF；Vdmax为直流母线电压的最大值,取为1.35×456＝615.6(V); I1为滞后臂开关管关断时原边电流;
式(4)中Iomax为输出电流最大值，取为35A;ΔIlf 为允许输出电感电流的脉动值,取
为0.2×35=7.0A。
由以上数据计算可得Lr=24.7uH。
3 控制电路设计
控制电路采用了专用移相控制器件UC3879,原理框图如图2所示。图中ISET为电流限流设定值，VSET为电压设定值，分别由微处理器产生；IO为输出电流值，VFB为输出电压反馈值；SHT为故障关机信号，IPR为原边电流采样值。
图2 控制电路框图
UC3879采用电流型PWM控制方式，把变压器原边电流引入到芯片内部，提高了模块
的瞬态响应速度。UC3879输出的OA,OB,OC,OD四路信号再通过TLP250光耦组成了驱动电路，分别驱动PQ1~PQ4四组开关管。OA/OB,OC/OD相位互补，OA(OB)分别超前OC(O D)一定的移相角。
由于本全桥移相开关管采用IGBT，电流关断时存在脱尾现象，开关管两端并联的电容比较大，
导致空载损耗比较大。因此在设计中采用了模块轻载时降低开关频率的方法。在输出电流小于0.5A情况下，使开关频率适当降低，大于0.5A,使模块开关频率恢复正常值,降频的实际电路如图3所示,IO’为输出电流值，IREF为设置的电流阀值。当输出电流超过设置的电流阀值时,Q1导通，UC3879的振荡电阻变为R28和R17(R17见图2)并联；而当输出电流小于设置的电流阀值时,Q1关断,UC3879的振荡电阻为R28。
实测样机在交流输入440V时，不降频的情况下，空载损耗有220W左右，而采用降频控制技术后，空载损耗只用130w左右。
图3降频控制电路
4 实验结果
按照上述设计思想制作了两台试验样机，表一为其中一台实测的效率数据。
输入电压380V,输出电压240V。
图4为2A负载时超前管PQ1的驱动波形（CH1）和源漏极波形(CH2);
图5为2A负载时滞后管PQ2的驱动波形（CH2）和源漏极波形(CH1),从图中可以滞后管还没有实现ZVS;
图6 为15A负载时滞后管PQ2的驱动波形（CH2）和源漏极波形(CH1) ,从图中可以滞后管已实现ZVS;
图7 为35A负载时变压器的原边波形(20A/div)。
5 结语
本文提出的全桥移相ZVS PWM整流模块的开关管实现ZVS,满载效率达到93.4%以上；而且由于采用了轻载变频的技术，使得空载损耗大为降低，具有广泛的应用前景。
参考文献：
1．张占松，蔡宣三，开关电源的原理与设计，1999年，电子工业出版社
2．阮新波，严仰光，脉冲调制DC/DC全桥变换器的软开关技术，1999年，科学出版社3．叶慧贞，杨兴洲，新颖开关稳压电源，1999年，国防工业出版社
移相全桥
移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高 开关频率。如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源？请见 下文详解。 主电路分析 这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A.采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实 现ZCS.电路结构简图如图1,VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后 臂VT3、VT4的ZCS,Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T为主变压器，副边由 VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。 图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图 其基本工作原理如下： 当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开 关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4,而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4,在关断 VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其 值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电 压关断。 由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时 开通VT2,则VT2即是零电压开通。
移相全桥零电压开关PWM设计实现
题目：移相全桥零电压开关PWM设计实现
移相全桥零电压开关PWM设计实现 摘要 移相全桥电路具有结构简单、易于恒频控制和高频化,通过变压器的漏感和功率开关器件的寄生电容构成谐振电路,使开关器件的应力减小、开关损耗减小等优点,被广泛应用于中大功率场合。近年来随着微处理器技术的发展，各种微控制器和数字信号处理器性能价格比的不断提高，采用数字控制已经成为大中功率开关电源的发展趋势。相对于用实现的模拟控制，数字控制有许多的优点。本文的设计采用TI公司的高速数字信号处理器TMS320F28027系列的DSP作为控制器。该模块通过采样移相全桥零电压DC-DC变换器的输出电压、输入电压及输出电流，通过实时计算得出移相PWM信号，然后经过驱动电路驱动移相全桥零电压DC-DC变换器的四个开关管来达到控制目的。实验表明这种控制策略是可行的，且控制模块可以很好的实现提出的控制策略。 关键词：移相全桥；零电压；DSP
Phase-shifted Full-bridge Zero-voltage Switching PWM Design and Implementation ABSTRACT Phase-shifted full-bridge circuit has the advantages of simple structure, easy to constant frequency control and high-frequency resonant circuit constituted by the leakage inductance of the transformer and the parasitic capacitance of the power switching devices, to reduce the stress of the switching devices, switching loss is reduced,which widely used in high-power occasion. In recent years, with the development of microprocessor technology, a variety of
移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计
移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计 摘要：阐述了零电压开关技术(ZVS)在移相全桥变换器电路中的应用。分析了电路原理和各工作模态，给出了实验结果。着重分析了主开关管和辅助开关管的零电压开通和关断的过程厦实现条件。并且提出了相关的应用领域和今后的发展方向。关键词：零电压开关技术；移相控制；谐振变换器 0 引言 上世纪60年代开始起步的DC／DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。因此，在上世纪80年代初，文献提出了移相控制和谐振变换器相结合的思想，开关频率固定，仅调节开关之间的相角，就可以实现稳压，这样很好地解决了单纯谐振变换器调频控制的缺点。本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC／DC变换器。 1 电路原理和各工作模态分析 1．1 电路原理 图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。Vin为输入直流电压。Si(i=1．2．3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。Di和Gi(i=l，2，3，4)为相应的体二极管和输出结电容，功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感Lr作为谐振元件，使4个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。S1和S3构成超前臂，S2和S4构成滞后臂。为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。 图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设：
移相全桥参数
● 输入电压mod in V -：270VDC ±20% ● 输出电压o V ：60V ● 输出电流mod o I -：25A 4.1.2 变压器的设计 1)原副边匝比 为了降低输出整流二极管的反向电压，降低原边开关管的电流应力，提高高频变压器的利用率，高频变压器原副边匝比应尽可能大一些。为了在输入电压围能够输出所要求的电压，变压器的匝比应按输入电压最低时来选择。设副边最大占空比为0.425，此时副边电压为sec min V ： sec min max 73.1762o D Lf e V V V V D ++==(V) (4.1) 其中， o V 为变换器的输出电压， 1.2D V V =为副边整流二极管的导通压降，1Lf V V =为输出滤波电感寄生电阻在变换器额定输出时的直流压降，max e D 为变压器副边的最大占空比。 变压器的原副边匝比为：mod min secmin 270(120%) 2.95273.176 in V K V -?-= == 2)选磁芯 初选新康达锰锌软磁铁氧体铁芯EE42A ，其2235e A mm =。 3)确定原副边匝数 匝数的确定可以先确定原边，也可先确定副边，但由于原边的电压是变化的，可根据输出是固定的来先确定副边匝数N s ，由电磁感应定律有： 4o s s m e V N f B A = (4.2) 将60o V V =，310010s f Hz =?，0.15m B T =，2235e A mm =代入上式有： 36 60 4.25534100100.1523510s N -==????? 取4s N =匝，又由11.75p s N K N =?=，取12p N =匝，N p 为变压器原边匝数。 4)导线的选取 导线应根据导线的集肤效应的影响来选取导线的线径，即根据穿透深度的大小来选取线径，导线线径应小于两倍的穿透深度?，穿透深度根据下面的公式计算： ?=(4.3)
移相全桥大功率软开关电源的设计
移相全桥大功率软开关电源的设计 移相全桥大功率软开关电源的设计 1引言 在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。电源的功率要求也比较高，一般都是几千瓦到几十千瓦。目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。 本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从0~12V、电流从0~5000A连续可调，满载输出功率为60kW.由于采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好 的散热结构，该电源的各项指标都满足了用户的要求，现已小批量投入生产。 2主电路的拓扑结构 鉴于如此大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构，整个主电路，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。 隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值，防止偏磁的。考虑到效率的问题，谐振电感LS只利用了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大，将会导致过高 的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。另一方面，还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电流峰值增高，使得系统的性能降低。 图1主电路原理图 3零电压软开关 高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS控制方式，控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75%以上负载范围内实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形，可以看出实现了零电压开通。
开关频率选择20kHz,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗，另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。 图2IGBT驱动电压和集射极电压波形图 4容性功率母排 在最初的实验样机中，滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。在实验中发现IGBT上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡，图3为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电感发生了高频谐振。满载运行一小时后，功率母排的温升为38℃，电容C5的温升为24℃。 图3使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形 为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升，我们最终采用了容性功率母排，图4为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出，谐振基本消除，满载运行一小时后，无感功率母排的温升为11℃，电容C5的温升为10℃。 图4使用容性功率母排后变压器初级电压和电流波形 5采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流为了进一步减小损耗，输出整流二极管采用多只大电流（400A）、耐高电压（80V）的肖特基二极管并联使用。而且，每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样，每一次导通期间只有一组二极管流过电流。同时，次级整流二极管配上了RC吸收网络，以抑止由变压器漏感和肖特基二极管本体电容引起 的寄生震荡。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗，有利于效率的提高。 对于大电流输出来说，一般要把输出整流二极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系数的器件，并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方
ZVS移相全桥变换器设计
Z V S移相全桥变换器设 计 公司标准化编码 [QQX96QT-XQQB89Q8-NQQJ6Q8-MQM9N]
电气工程学院课程设计说明书 设计题目： 系别： 年级专业： 学生姓名： 指导教师：
电气工程学院《课程设计》任务书 课程名称：电力电子与电源综合课程设计 说明：1、此表一式三份，系、学生各一份，报送院教务科一份。 2、学生那份任务书要求装订到课程设计报告前面。 电气工程学院教务科
电力电子与电源课程设计组内自评表
摘要 首先，本文阐述PWM DC/DC变换器的软开关技术，且根据移相控制PWM全桥变换器的主电路拓扑结构，选定适合于本论文的零电压开关软开关技术的电路拓扑，并对其基本工作原理进行阐述，同时给出ZVS软开关的实现策略。 其次，对选定的主电路拓扑结构进行电路设计，给出主电路中各参量的设计及参数的计算方法，包括输入、输出整流桥及逆变桥的器件的选型，输入整流滤波电路的参数设计、高频变压器及谐振电感的参数设计以及输出整流滤波电路的参数设计。 然后，论述移相控制电路的形成，对移相控制芯片进行选择，同时对移相控制芯片UC3875进行详细的分析和设计。对主功率管MOSFET的驱动电路进最后，基于理论计算，对系统主电路进行仿真，研究其各部分设计的参数是否合乎实际电路。搭建移相控制ZVS DC/DC全桥变换器的实验平台，在系统实验平台上做了大量的实验。 实验结果表明，本文所设计的DC/DC变换器能很好的实现软开关，提高效率，使输出电压得到稳定控制，最后通过调整移相控制电路，可实现直流输出的宽范围调整，具有很好的工程实用价值。行分析和设计。 关键词开关电源;高频变压器;移相控制;零电压开关;UC3875
ZVZCS移相全桥软开关工作原理
ZVZCS移相全桥软开关工作原理 (1) 主电路拓扑 本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。电路拓扑如图3.6所示。 图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑 当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。当关断1S时，电源对1C充电，2C通过变压器初级绕组放电。由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。当Cc放电完全后，整流二极管全部k 导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变，所以4S为零电流关断，3S为零电流开通。 (2) 主电路工作过程分析[7] 半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。 ①模式1 S、4S导通，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端箝1 位电容Cc充电。输出滤波电感o L与漏感k L相比较大，视为恒流源，主电路简化图及等效电路图如图3.7所示。
图3.7 模式1主电路简化图及等效电路图 由上图可以得到如下方程： p Cc o s k dI V V V L n n dt = ++ (3-3) p c o I nI nI += (3-4) Cc c c dV I C dt =- (3-5) 由(3-3)式得： 2p Cc k d I dV nL dt dt =- (3-6) 将(3-6)式代入(3-5)式得： 22 p c c k d I I nC L dt = (3-7) 将(3-7)式代入(3-4)式得： 22 2 p p c k o d I I n C L nI dt += (3-8) 解微分方程： 22 2p p o c k c k d I I I nC L dt n C L + = (3-9) 其初始条件为： (0)0Cc t V ==；(0)0c t I == （3-10） 代入方程解得： ()sin s o p o k V V n I t t nI L ωω -= + (3-11) ()sin p s o c o k I V V n I t I t n nL ωω -=- =- (3-12)
10kW移相全桥ZVS设计
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大功率移相全桥软开关电源的设计
工程硕士学位论文 大功率移相全桥软开关电源的设计 THE DESIGN ON SOFT SWITCHING POWER SUPPLY WITH HIGH POWER PHASE-SHIFTED FULL-BRIDGE 雷连方 哈尔滨工业大学 2006年12月
国内图书分类号 : TM92 国际图书分类号: 621.38 工程硕士学位论文 大功率移相全桥软开关电源的设计 硕士研究生：雷连方 导师：刘瑞叶 教授 副导师：肖连存 高工 申请学位：工程硕士 学科、专业：电气工程 所在单位：中国科工集团第三总体设计部 答辩日期：2006年12 月 授予学位单位：哈尔滨工业大学
Classified Index: TM92 U.D.C: 621.38 Dissertation for the Master Degree in Engineering THE DESIGN ON SOFT SWITCHING POWER SUPPLY WITH HIGH POWER PHASE-SHIFTED FULL-BRIDGE C a n d i d a t e：Lei Lianfang Supervisor：Prof. Liu Ruiye Associate Supervisor：Senior Engineer Xiaolianchun Academic Degree Applied for：Master of Engineering Speciality：Electrical Engineering Affiliation：The 3rd Headquarters of China Aerospace Science Industry Company Date of Defence：December,2006 Degree-Conferring-Institution：Harbin Institute of technology
5kw移相全桥ZVS DCDC变化器(开关电源)的研究
学校代码：10213 国际图书分类号：621.3 密级：公开 工学硕士学位论文 5kW 移相全桥ZVS DC/DC 变换器的研究 硕士研究生：刘鑫 导师：马洪飞教授 申请学位：工学硕士 学科：电气工程 所在单位：电气工程及自动化学院 答辩日期：2011 年 6 月 授予学位单位：哈尔滨工业大学r the Master Degree in Engineering RESEARCH ON 5kW PHASE-SHIFT FULL BRIDGE ZVS DC/DC CONVERTER Candidate：Liu Xin Supervisor：Prof.Ma Hongfei Academic Degree Applied for：Master of Engineering Speciality： Power Electronics and Electric Drivers Affiliation： School of Electrical Engineering and Automation Date of Defence： June, 2011 Degree-Conferring-Institution：Harbin Institute of Technology哈尔滨工业大学硕士学位论文- I - 摘要 DC/DC 变换器是电力电子领域重要组成部分，在能源紧张的今天，提高DC/DC 变换器的效率及功率密度，具有重要的意义。功率器件的发展和软开关技术的提 出使变换器高效高功率密度成为可能。 移相全桥ZVS DC/DC 变换器是一种能够实现软开关和大功率能量变换的变换 器。本文围绕移相全桥ZVS DC/DC 变换器的特点，分析了其工作原理、占空比丢 失、变压器副边整流二极管振荡、滞后臂软开关实现条件等关键问题，并设计和 制作了一款5kW 的原理样机。 第一章介绍了DC/DC 变换器的背景及发展方向，其中包括器件、软开关技术 和目前DC/DC 变换器研究的热点。同时还介绍了全桥变换器常见的控制策略，以 及移相全桥变换器常见的问题和国内外学者提出的改进方法。第二章针对课题内 容，分析了移相全桥变换器的工作原理，对各个模态进行了详细的分析，并就移 相全桥变换器的几个关键问题进行了详细分析：占空比丢失、ZVS 的实现、损耗 分析和整流二极管振荡问题。第三章针对技术指标，设计了一款5kW 的样机，其 中包括各器件的选型和相关参数的计算，损耗计算。这些参数计算主要有：全桥 开关管电压电流应力的计算与选型、变压器的设计、整流二极管的选择、输出LC 滤波电路的设计、隔直电容的选择、谐振电感电容的选择和死区时间的计算、箝 位电路的设计。并根据计算结果使用Saber 软件进行了开环仿真，验证了设计参数
1KW移相全桥变换器设计
课程设计 课程名称电力电子技术课程设计 题目名称1kW移相全桥直流变换器设计专业班级11级电气工程及其自动化学生姓名 学号 指导教师 二○一四年四月十三日 目录
一，设计内容和要求 (3) 1.1 主电路参数 (3) 1.2 设计内容 (3) 1.3 仿真波形 (3) 二，设计方案 (3) 2.1 主电路工作原理 (3) 2.2 芯片说明 (4) 2.2.1采用的芯片说明 (4) 2.2.2 UCC3895引脚说明 (5) 2.2.3 UCC3895工作原理 (6) 图2-4 基于ucc3895芯片的控制电路图 (8) 2.3控制电路设计 (8) 三，设计论述 (8) 3.1电路参数设计： (8) 3.1.1 主电路参数： (8) 3.1.2 变压器的设计 (9) 3.1.3 输出滤波电感的设计 (10) 3.1.4 功率器件的选择 (11) 3.1.5 谐振电感的设计 (12) 3.1.6 输出滤波电容和输入电容和选择 (13) 四，仿真设计 (14) 五，结论 (15) 六，参考文献 (16)
一，设计内容和要求 Vin=300VDC，Vo=48VDC，Po=1kW，fs=100kHz，输出电压纹波为0.1V 1.2 设计内容 主电路：选择开关管、整流二极管型号，计算滤波电感感值、滤波电容容值，谐振电感感值、占空比、变压器匝比等电路参数。 控制电路：UCC3895芯片周边元器件参数 1.3 仿真波形 给出仿真电路，得到仿真波形 二，设计方案 2.1 主电路工作原理 控制主要有两种：双极性控制和移相控制，本设计主要使用移相控制。由图2-2可见，电路结构与普通双极性PWM变换器类似。Q1、D1和Q4、D4组成超前桥臂、Q2、D2和Q3、D3组成滞后桥臂；C1～C4分别是Q1～Q4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容；Lr是谐振电感，包括变压器的漏感；T副方和DR1、DR2组成全波整流电路，Lf、Cf组成输出滤波器，R1是负载。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一定相位(即移相角)，通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见，在一个开关周期中，移相全桥ZVS PWM DC-DC变换器有12种开关模态，通过控制4个开关管Q1～Q4在A、B两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压；经过高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为Vin／K的交流方波电压，然后通过由DR1和DR2构成的输出整流桥，得到幅值为Vin／K的直流方波电压。这个直流方波电压经过 Lf和Cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压，其电压值为Uo=DVin／K(D是占空比)。Ton是导通时间Ts是开关周期(T=t12-t0)。通过调节占空比D来调节输出电压Uo。
移相全桥为主电路的软开关电源设计详解
移相全桥为主电路的软开关电源设计详解 2014-09-11 11:10 来源：电源网作者：铃铛 移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高开关频率。如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。 主电路分析 这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A。采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS。电路结构简图如图1，VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS，Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T 为主变压器，副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。 图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图 其基本工作原理如下： 当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4，而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4，在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。 由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2，则VT2即是零电压开通。 当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb 充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、
48V-30A移相全桥ZVS-DC-DC-变换器的设计
17.1uH 10 470uF Q3FQA10N80C Q4 Q1 Q2 FQA10N80C DSEl2x61-06C 330-400V 53.7m H DSEl2x61-06C FQA10N80C FQA10N80C 控制及驱动电路原理图： PC817 VIN RAMP CLK SOFTS FREQSET DSET A-B DSET C-D UC3875 VREF CS+ VC OUTC OUTB OUTA OUTD COMP EA- EA+ SLOPE PGND GND C205 C206 RT U out CS+ R206 R202 R203 R205 Rs R204 R201 C201 C203 C204RTD1RTD2 C202CR Css CTD1CTD2 CT VIN T1 T2 Rg Rg Rg Rg D202 D207 D204 D208 D201 D205 D206 D203 VC VC G G S G G S
电路各参数计算： 一：高频变压器设计： （1）.选择铁氧体材料的磁芯，设η=90%，其工作磁场强度取B m =0.12T ，电流密度取J =350 cm A 2 /， k =0.4。 视在功率P T （全波结构时）: )21 (0+=η P P T 。 k J B f P AP S T 0 m 4 410 ?= 代人参数得：AP =5.4 cm 4 考虑到磁芯的温升及工作频率，取EE 型磁芯65x32x27(mm)，则AP=30.7625（cm 4 ），Ae=535（mm 2 ），Aw=575（mm 2 ）。具体参数如下表： （2）.为了防止共同导通，取占空比D m ax =O.4，初级绕组匝数： N 1 == A B f D U e S ?m max 1 =A B f D U e S m max 1 2 其中：B ?m 为磁通密度增量，B m 为工作磁通密度，B ?m 应取一、三象限磁通密度的总增量，故 B B 2m m =? ；A e 为磁芯有效面积(m2)； f S 为功率开关的工作频率(Hz)。 带入参数得：N 1=12.8 故取N 1=13匝。 那么初级绕组最大电流： η U P I min in 0 pmax ==4.85（A ） 初级绕组裸线面积: J I A xp pmax = =1.39 （cm ） （3）.次级绕组匝数： A B f U N e S S m 24= =2.3 故取N S =3匝。从而带中心抽头的次级绕组的匝数2 N S =6匝， 那么变压器的变比为k =13：3。
全桥型开关稳压电源设计
电力电子课程设计说明书 全桥型开关稳压电源设计 摘要 本次课程设计了一台输出电压为48V稳压范围宽、大功率的全桥型开关稳压电源、并给出了设计波形图。 该课程设计主要运用了软开关PWM技术。给出了全桥整流电路、逆变电路驱动电路、控制电路的具体设计方法。本全桥型开关稳压电源最大功率达1000W，输出电流约为20A，设计采用了AC／DC／AC／DC变换方案。一次整流后的直流电压，经过有源功率因数校正环节以提高系统的功率因数，再经全桥变换电路逆变后，由高频变压器隔离降压，最后整流输出直流电压。 在设计中首先画出主电路图，主电路图由整流电路、逆变电路组成。全桥电路的开关元件使用的是MOSFET。全桥移相电路采用UC3875控制芯片，并作数据处理，MATLAB仿真作出了不同角度的仿真波形图。并说明其工作原理，再通过基本计算，选择触发电路和保护电路的结构以及晶闸管的型号和变压器的变比及容量，完成本设计的任务。 关键词：开关电源；全桥；PWM控制电路；整流；逆变；高频变压器 ABSTRACT
The curriculum design a output voltage 48V voltage wide range, high power full bridge switch regulated power supply and given the waveform diagram is designed. This course design mainly uses the soft switch PWM technology. The design method of the circuit and the control circuit of the whole bridge rectifier circuit and the inverter circuit are given.. The full bridge switch regulated power supply maximum power up to 1000W, output current is about 20a, designed using AC / DC / AC / DC converter scheme. A rectified DC voltage, by means of active power factor correction link to improve the power factor of the system, again after full bridge converter inverter circuit, by the high frequency transformer isolated buck. Finally, the output DC voltage. In the design, the main circuit diagram is drawn, the main circuit diagram is composed of the rectifier circuit and the inverter circuit.. The switching element of the whole bridge circuit is MOSFET. The full bridge phase shifted circuit uses UC3875 control chip, and data processing, MATLAB simulation to make a different angle of the simulation waveforms. And explain its working principle, again through the basic calculation, select trigger circuit and protection circuit structure and thyristor model and transformer ratio and capacity, complete the design task. Key words switching power supply; full bridge; PWM control circuit; rectifier; inverter; HF transformer 目录
全桥移相开关电源设计毕业论文
全桥移相开关电源设计毕业论文 目录 摘要 (1) ABSTRACT (2) 第一章引言 (4) 1.1开关电源简介 (4) 1.2开关电源的发展动向 (4) 1.3本设计的主要容 (5) 第二章相关电力电子器件介绍 (6) 2.1二极管 (6) 2.2双极型晶体管 (7) 2.3光电三极管 (8) 2.4场效应管 (8) 第三章 UC3875原理和应用 (10) 3.1 UC3875简介 (10) 3.1.1 uc3875各个管脚简要说明 (10) 3.1.2 uc3875的特点 (12) 3.2UC3875的应用 (12) 第四章 PWM控制技术 (14) 4.1PWM控制 (14) 4.1.1 PWM控制的基本原理 (14) 4.1.2 PWM控制具体过程 (15) 4.1.3 PWM控制的优点 (15) 4.1.4 几种PWM控制方法 (16) 4.2PWM逆变电路及其控制方法 (18) 4.2.1 计算法和调制法 (18) 4.2.2 异步调制和同步调制 (21) 第五章电力变换电路介绍 (23) 5.1整流电路 (23) 5.1.1 桥式不可控整流电路 (23) 5.1.2 单相桥式全控整流电路 (24) 5.2逆变电路 (25)
5.2.1逆变电路的基本工作原理 (26) 5.2.2电压型逆变电路 (26) 第六章 ZVS-PWM全桥移相开关电源设计 (28) 6.1电路图设计 (28) 6.2电路图原理 (28) 总结 (32) 致谢 (33) 参考文献 (34)
第一章引言 1.1开关电源简介 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。 开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。 开关电源中应用的电力电子器件主要为二极管、IGBT和MOSFET。 SCR在开关电源输入整流电路及软启动电路中有少量应用，GTR驱动困难，开关频率低，逐渐被IGBT和MOSFET取代。 开关电源的三个条件 1、开关：电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态 2、高频：电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频 3、直流：开关电源输出的是直流而不是交流 人们在开关电源技术领域是边开发相关电力电子器件，边开发开关变频技术，两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数字的增长率向着轻、小、薄、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。开关电源可分为AC/DC和DC/DC两大类，DC/DC变换器现已实现模块化，且设计技术及生产工艺在国外均已成熟和标准化，并已得到用户的认可，但AC/DC的模块化，因其自身的特性使得在模块化的进程中，遇到较为复杂的技术和工艺制造问题。以下分别对两类开关电源的结构和特性作以阐述。
移相全桥ZVS及ZVZCS拓扑结构分析
移相全桥ZVS及ZVZCS拓扑结构分析 鲁雄飞 河海大学电气工程学院，南京（210098） E-mail：luxiongfei@https://www.360docs.net/doc/2f13102924.html, 摘要：总结了基于零电压及零电压零电流全桥PWM技术的各种典型拓扑，比较分析了其拓扑结构及各自的特点。在不同的应用场合，我们应该根据其特点选择合适的拓扑结构。关键词：变换器；PWM；零电压开关；零电压零电流开关； 中图分类号：TTP 1.引言 移相控制方式是控制型软开关技术在全开关PWM拓扑的两态开关模式（通态和断态）通过控制方法变为三态开关工作模式（通态断态和续流态），在续流态中实现开关管的软开关。全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换拓扑自出现以来，得到了广泛应用，其有如下优点：○1充分利用电路中的寄生参数（开关管的输出寄生电容和高频变压器的漏感，实现有源开关器件的零电压开关） ○2功率拓扑结构简单 ○3功率半导体器体的低电压应力和电流应力 ○4频率固定 ○5移相控制电路简单 全桥移相电路具有以上优点，但也依然存在如下缺点： ○1占空比丢失 ○2变压器原边串联电感和副边整流二极管寄生电容振荡 ○3拓扑只能在轻载到满载的负载范围内，实现零电压软开关 目前该拓扑的研究及成果主要集中在以下方面 ○1减小副边二极管上的电压振荡 ○2减少拓扑占空比丢失 ○3增大拓扑零电压软开关的负载适应范围[1] ○4循环电流的减小和系统通态损耗的降低[2] 2.典型的zvs电路拓扑 2.1原边串联电感电路 为了实现滞后桥臂的零电压，一般在原边串联电感（如图1所示）。增大变压器漏感，以增加用来对开关输出电容放电能量。该电路具有较大的循环能量，变换器的导通损耗较大，且增大了占空比的丢失。
ZVS移相全桥
ZVS 移相全桥电路设计 一、主电路结构 图1 主电路结构图 二、参数要求 (350-400)in V VD C =、48/20out V V A = 三、变压器设计 （1）输出功率o P o =U =960()o o P I W （2）AP 值 设定开关频率60s f kH Z =。取电流密度2624=410J A mm A m =?；选定magnetics 公司R 材质的Ferrite Cores ，max B =0.14T ，则在效率=90%η、窗口系数 =0.25w k 的情况下有 4 6 3 22960 =12.698(c ) 20.1441060100.900.25 o s w P AP m B J f k η?==???????????? 查magnetics 公司磁芯参数表，取接近此值的磁芯，选定为：EC70，其主要参数为： 4 13.4()e b W aAc A A cm == 2 =279()e A m m 2 m in 211() b A m m = 144() e l m m = 44131000l A m H T = （3）确定匝比n 与初级总匝数p N 采用前级推挽+后级全波整流结构，输入电压与输出电压的关系如下
dc 22) 1s on o p N t V V N T ??=--??????（ 输入电压范围在350V-400V ，当(m i n ) -1=348p d c V V V =，有最大占空比max D 时，输出 电压达到最大48o V V =。取最大占空比m ax 0.45D =，则n=6.4。 根据法拉第定律可以确定初级匝数p N p (m in)-6 3 (2)0.45 3480.45 = = =33.4320.14279106010 on dc p e e s V t V N BA A Bf -?= ??????? 取（匝） （4）确定次级总匝数s N s1234== ==5.3 66.4 p s N N N n 取（匝） 故在350V-400V 输入时，匝数比n=6、max 0.42D =、m in 0.37D =。 （5）初级绕组峰值电流pft I 与有效值p(rm s)I 的计算及线径的选择 输入功率等于d c V 与平均电流（0.8pft I ）的乘积，假设效率为90%，即o 0.90in P P =，输入电压为最小值(m in)dc V 时，每半个周期晶体管的导通时间为0.84T/2，即占空比为0.84，则 (m in)1.110.8in o dc pft P P V I == 即 o (m in) 960=1.39 1.39 3.83()348 pft dc P I A V =? = 初级绕组每周期仅流过一个幅值为pft I 的脉冲平顶波，其占空比为D=0.84，因此其有效值为 rms pft I I =即 p(rms) 3.51()I I A == 初级绕组导线裸线截面积 () 2 x 3.51=0.8776(mm )4 p rms p I A J = =