单相全波整流电路的设计(1)

《电力电子技术》课程设计之

单相全波整流电路的设计

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系（院）

指导教师

2012/8/21

目录

第一章设计任务书

1.1 设计目的 (2)

1.2 设计要求 (2)

1.3 设计内容 (2)

1.4设计题目 (2)

第二章设计内容

2.1 方案的论证与选择 (3)

2.1.1主电路的方案论证 (3)

2.2 主电路的设计 (5)

2.2.1 带阻感负载的单相桥式全控整流电路 (5)

2.2.2 原理图分析 (6)

2.3 电路方案说明 (7)

第三章触发电路

3.1 同步触发电路 (7)

3. 2 晶闸管的触发条件 (7)

3.3 晶闸管的分类 (13)

3.4 同步环节 (13)

3.5 脉冲形成环节 (14)

3.6双窄脉冲形成环节 (14)

3.7 同步变压器 (15)

第四章保护电路的设计

4.1 过电流保护 (16)

4.2 过电压保护 (17)

第五章元器件的选用 (20)

第六章参数的计算 (26)

第七章心得体会 (27)

第八章参考文献 (28)

第一章设计任务书

1.1 设计目的：

《电力电子技术》课程设计是配合交流电路理论教学，为自动化和电气工程及自动化专业开设的专业基础技术技能设计，是自动化和电气工程及自动化专业学生在整个学习过程中一项综合性实践环节，是走向工作岗位、从事专业技术之前的一项综合性技能训练，对学生的职业能力培养和实践技能训练具有相当重要的意义。主要目的在于： 1：进一步掌握晶闸管相控整流电路的组成、结构、工作原理；

2：重点理解移相电路的功能、结构、工作原理；

3：理解同步变压器的功能。

1.2 设计要求：

1：根据课题正确选择电路形式；

2：绘制完整电气原理图（包括主要电气控制部分）；

3：详细介绍整体电路和各功能部件工作原理并计算各元、器件值；

4：编制使用说明书，介绍适用范围和使用注意事项；

说明：负载形式及参数可自行选择

1.3设计内容：

单相全波整流电路的设计。

1：主电路方案论证

2：电路方框图

3：整流电路方框图

4：电路方案说明

单相整流电路可分为单相半波、单相全波和单相桥式可控整流电路，它们所连接的负载性质不同就会有不同的特点。

单相桥式全控整流电路应用广泛，只用四只晶闸管，一个电阻，一个电感，投资比较少，在交流电源的正负半周都有整流输出电流流过负载，整流电压波形脉动次数多于半波整流电路。变压器而次绕组中，正负两个半周电流方向相反且波形对称，直流分量为零，不存在变压器直流磁化问题，变压器绕组的利用率高。

单相桥式全控桥整流电路与半波整流电路相比较：

（1）ａ的移相范围相等，均为0～180。

（2）输出电压平均值Ud是半波整流电路的2倍。

（3）相同的负载功率下，流过晶闸管的平均电流减小一半。

（4）功率因数提高了1.414倍。

单相桥式全控整流电路与单相全波整流电路相比较：

1.4设计题目：

单相全波整流电路

1.41单相单相全波整流电路的设计 1.42、设计参数：

（1）单相桥式全控整流电路接电阻性负载； （2）要求输出电压在0~100V 连续可调； （3）输出电流在20A 以上； （4）采用220V 变压器降压供电； 1.43、设计要求：

（1）根据课题正确选择电路形式；

（2）绘制完整电气原理图（包括主要电气控制部分）；

（3）详细介绍整体电路和各功能部件工作原理并计算各元、器件值； （4）编制使用说明书，介绍适用范围和使用注意事项；

说明：负载形式及参数可自行选择（例如：输入的为市电，即相电压为220V ，输出电

压在0—200V 可调，负载R L =5Ω）

第二章 设计内容

2、1方案的论证与选择

2.1.1主电路的方案论证：

我们知道，单相整流器的电路形式是各种各样的，整流的结构也是比较多的。因此在做设计之前我们主要考虑了以下几种方案： 方案一：单相桥式半控整流电路 电路简图如下：

对每个导电回路进行控制，相对于全控桥而言少了一个控制器件，用二极管代替，有利于降低损耗！如果不加续流二极管，当α突然增大至180°或出发脉冲丢失时，由于电感储能不经变压器二次绕组释放，只是消耗在负载电阻上，会发生一个晶闸管导通而两个二极管轮流导通的情况，这使成为正弦半波，即半周期为正弦，另外半周期为零，其平均值保持稳定，相当于单相半波不可控整流电路时的波形，即为失控。所以

d U

必须加续流二极管，以免发生失控现象。

方案二：单相桥式全控整流电路

电路简图如下：

此电路对每个导电回路进行控制，无须用续流二极管，也不会失控现象，负载形式多样，整流效果好，波形平稳，应用广泛。变压器二次绕组中，正负两个半周电流方向相反且波形对称，平均值为零，即直流分量为零，不存在变压器直流磁化问题，变压器的利用率也高。

方案三：单相半波可控整流电路：

电路简图如下：

此电路只需要一个可控器件，电路比较简单，VT的a 移相范围为180 。但输出脉动大，变压器二次侧电流中含直流分量，造成变压器铁芯直流磁化。为使变压器铁心不饱和，需增大铁心截面积，增大了设备的容量。实际上很少应用此种电路。方案四：单相全波可控整流电路：

电路简图如下：

此电路变压器是带中心抽头的，结构比较复杂，只要用2个可控器件，单相全波只

用2个晶闸管，比单相全控桥少2个，因此少了一个管压降，相应地，门极驱动电路也少2个，但是晶闸管承受的最大电压是单相全控桥的2倍。不存在直流磁化的问题，适用于输出低压的场合作用。但是绕组及铁心对铜、铁等材料的消耗比单相全控桥多，在当今世界上有色金属有限的情况下，这是很不利的，所以我们也放弃了这个方案。

单相半控整流电路的优点是：线路简单、调整方便。弱点是：输出电压脉冲大，负载电流脉冲大（电阻性负载时），且整流变压器二次绕组中存在直流分量,使铁心磁化，变压器不能充分利用。而单相全控式整流电路具有输出电流脉动小，功率因数高，变压器二次电流为两个等大反向的半波，没有直流磁化问题，变压器利用率高的优点。单相全控式整流电路其输出平均电压是半波整流电路2倍，在相同的负载下流过晶闸管的平均电流减小一半；且功率因数提高了一半。

综上所述，针对他们的优缺点，我们采用方案二，即单相桥式全控整流电路（负载为阻感性负载）。

2、2主电路的设计

2.2.1 带阻感负载的单相桥式全控整流电路

图 2.1 单相全控桥式整流电路电感性负载及其波形

(a)电路； (b) 电源电压； (c) 触发脉冲； (d) 输出电压； (e) 输出电流； (f) 晶闸管V -1 , V -4上的电流； (g) 晶闸管V -2 , V -3上的电流；(h) 变压器副边电流； (i) 晶闸管V -1 , V -4上的电压

R

(a)

(b)

(c)

(d)

(e)

(f)

L

(g)

(h)

(i)

电路如图2 a) 所示。为便于讨论，假设电路已工作于稳态。 （1）工作原理：

在u2正半周期，触发角 α 处给晶闸管VT1和VT4加触发脉冲使其开通，ud = u2

负载中有电感存在使负载电流不能突变，电感对负载电流起平波作用，假设负载电感很大，负载电流 id 连续且波形近似为一水平线，其波形如图 2 e) 所示。u2 过零变负时，由于电感的作用晶闸管VT1和VT4 中仍流过电流 id 并不关断。至ωt ＝π＋α 时刻，给 VT2 和 VT3 加触发脉冲，因VT2和VT3本已承受正电压，故两管导通。VT2和VT3导通后，u2通过 VT2 和 VT3 分别向 VT1 和 VT4 施加反压使VT1 和VT4 关断，流过 VT1 和 VT4 的电流迅速转移到 VT2 和 VT3 上，此过程称为换相，亦称换流。至下一周期重复上述过程，如此循环下去。

(2) u d 波形如 图2（d)所示，其平均值为:

当α= 0时，Ud0= 0.9 U2。α= 90o 时，Ud = 0。α角的移相范围为90o 。 单相桥式全控整流电路带阻感负载时，晶闸管VT1、VT4两端的电压波形如图2 i)所示，晶闸管承受的最大正反向电压均为 。

晶闸管导通角θ与α无关，均为180o ，其电流波形如图2 b)所示，平均值和有效值分别为： 和

变压器二次电流 i 2的波形为正负各180o 的矩形波，其相位由α角决定，有效值I 2= I d 。

2.2.2原理图分析：

在单相桥式全控整流电路中，晶闸管VT1和VT4

组成一对桥臂，

VT2和VT3组成另一对桥臂。在U2正半周，若4个晶闸管均不导通，负载电流Id 为零，也为零，VT1和VT4串联承受电压U2。若在触发角α处给VT1和VT4加触发脉冲，VT1和VT4即导通，电流从电源a 端经VT1、R 、VT4流回电源b 端。当u2过零时，流经晶闸管的电流也降到零，VT1和VT4关断。

在u2负半周，仍在触发角α

处触发VT2和VT3，VT2和VT3导通，电流从电源

b 端流出，经VT3、R 、VT2流回电源a 端。到u2过零时，电流又降为零，VT2和VT3关断。此后又是VT1和VT4导通，如此循环的工作下去，

22U d U α

απ

ωωπα

πα

cos 9.0cos 2

2)(sin 21

222U U t td U U d ==

=

?+

晶闸管承受的最大正向电压和反向电压分别为和。

由于在交流电源的正负半周都有整流输出电流流过负载，故该电路为全波整流。在一个周期内，整流电压波形脉动2次，脉动次数多于半波整流电路，该电路属于双脉波整流电路。变压器二次绕组中，正负两个半周电流方向相反且波形对称，平均值为零，即直流分量为零，如图2.2所示，不存在变压器直流磁化问题，变压器绕组的利用率也高。

整流电压平均值为： U 2sin ωtd(ωt)=

2 U 2 α=0时，。α=时，。可见，α角的移相范围为。 向负载输出的直流电流平均值为：

=

=0.9 U 2

晶闸管VT1、VT4和VT2、VT3轮流导电，流过晶闸管的电流平均值只有输出直流电流平均值的一半，即

为选择晶闸管、变压器容量、导线截面积等定额，需考虑发热问题，为此需计算电流有效值。流过晶闸管的电流有效值为

== 变压器二次电流有效值与输出直流电流有效值I 相等，为

由上面的公式可知 不考虑变压器的损耗时，要求变压器的容量为

2.3 电路方案说明

单相整流电路可分为单相半波、单相全波和单相桥式可控整流电路，它们所连接的负载性质不同就会有不同的特点。

单相桥式全控整流电路应用广泛，只用四只晶闸管，一个电阻，一个电感，投资比较少，在交流电源的正负半周都有整流输出电流流过负载，整流电压波形脉动次数多于半波整流电路。变压器而次绕组中，正负两个半周电流方向相反且波形对称，直流

22

2U 22U 2U ?=

π

α

π

21

Uo U π

2

29.02cos 1=+

α2cos 1　α

+209.0U U U d d ==01800=d U 0180d I 2

cos 1222α

π+=

R U R U d 2cos 11α+R 2

cos 145.021

2α+==

R U I I d dVT VT I ????

? ??π

αωωπ)(sin U 2212

2t d R t πππa a R U -+2sin 21222I παππωωπ

α-+=???? ??==?a R U t d R t U I I 2sin 21)(sin 2π122

22I I VT 2

1

=22I U S =

分量为零，不存在变压器直流磁化问题，变压器绕组的利用率高。

单相桥式全控桥整流电路与半波整流电路相比较：

（1）ａ的移相范围相等，均为0～180。

（2）输出电压平均值Ud是半波整流电路的2倍。

（3）相同的负载功率下，流过晶闸管的平均电流减小一半。

（4）功率因数提高了1.414倍。

单相桥式全控整流电路与单相全波整流电路相比较：

（1）单相全控式整流电路其输出平均电压是半波整流电路2倍。

（2）在相同的负载下流过晶闸管的平均电流减小一半。

（3）且功率因数提高了一半。

第三章触发电路

3．1同步触发电路

1、单结晶体管触发电路

利用单结晶体管(又称双基级二极管)的负阻特性和RC的充放电特性，可组成频率可调的自激振荡电路，如图3-1 所示。

图中V6 为单结晶体管，其常用的型号有BT33 和BT35 两种，由等效电阻V5 和C1 组成组成RC 充电回路，由C1-V6-脉冲变压器组成电容放电回路，调节RP1 即可改变V5 的等效电阻。

图

3-1 单结晶体管触发电路原理图

工作原理简述如下：

由同步变压器副边输出60V 的交流同步电压，经VD1 半波整流，再由稳压管V1、V2 进行削波，从而得到梯形波电压，其过零点与电源电压的过零点同步，梯形波通过R7 及等效可变电阻向电容C1 充电，当充电电压达到单结晶体管的峰值电压UP 时，单结晶体管V6 导通，电容通过脉冲变压器原边放电，脉冲变压器副边输出脉冲。同时由于放电时间常数很小，C1 两端的电压很快下降到单结晶体管的谷点电压Uv，使V6 关断，C1 再次充电，周而复始，在电容C1 两端呈现锯齿波形，在脉冲变压器副边输出尖脉冲。在一个梯形波周期内，V6 可能导通、关断多次，但对晶闸管的触发只有第一个输出脉冲起作用。电容C1 的充电时间常数由等效电阻等决定，调节RP1 可实现脉冲的移相控制。单结晶体管触发电路的各点波形如图3-2 所示

图3-2 单结晶体管触发电路各点的电压波形

2、正弦波同步移相触发电路

正弦波同步移相触发电路由同步移相、脉冲放大等环节组成，其原理如图3-3 所示。

图

3-3 正弦波同步移相触发电路原理图

同步信号由同步变压器副边提供。三极管V1 左边部分为同步移相环节，在V1 的基极综合了同步信号电压UT、偏移电压Ub 及控制电压Uct（RP1 电位器调节Uct ，RP2 调节Ub）。调节RP1 及RP2 均可改变V1 三极管的翻转时刻，从而控制触发角的位置。脉冲形成整形环节是一分立元件的集基耦合单稳态脉冲电路，V2 的集电极耦合到V3 的基极，V3 的集电极通过C4、RP3 耦合到V2 的基极。

当V1 未导通时，R6 供给V2 足够的基极电流使之饱和导通，V3 截止。电源电压通过R9、T1、VD6、V2 对C4 充电至15V 左右，极性为左负右正。

当V1 导通的时候，V1 的集电极从高电位翻转为低电位，V2 截止，V3 导通，脉冲变压器输出脉冲。由于设置了C4、RP3 阻容正反馈电路，使V3 加速导通，提高输出脉冲的前沿陡度。同时V3 导通经正反馈耦合，V2 的基极保持低电压，V2 维持截止状态，电容通过RP3、V3 放电到零，再反向充电，当V2 的基极升到0.7V 后，V2 从截止变为导通，V3 从导通变为截止。V2 的基极电位上升0.7V 的时间由其充放电时间常数所决定，改变RP3 的阻值就改变了其时间常数，也就改变了输出脉冲的宽度。

正弦波同步移相触发电路的各点电压波形如图3-4 所示。

电位器RP1、RP2、RP3 均已安装在面板上，同步变压器副边已在内部接好，所有的测试信号都在面板上引出。

图3-4 正弦波同步移相触发电路的各点电压波形

3．单结晶体管的工作原理和特性曲线

单结晶体管的发射极电流与EB间电压的关系曲线称为单结晶体管伏安特性曲线，特性曲线的测试电路如图3.5所示，方框内为单结晶体管的等效电路。

图3.5单结晶体管特性曲线的测试

单结晶体管的伏安特性曲线，如图3.5所示，可分成3个区域：

（1）截止区：当电压 UEB1

（2）负阻区：当增加到PN结开始导通的峰点电压 U

P

时，即

二极管D导通。此时，空穴浓度很高的P区向电子浓度很低的N型基区注入大量空穴

载流子，使 R

B1减小，由式（3.2）可知，U

A

下降，i

E

增大。而U

A

的降低，又使PN结正

偏增加，i

E 的增大使R

B1

进一步减小直至Ｖ点，形成正反馈，即出现了如PV段所示特性。

由于动态电阻为负值，故PV段称为负阻区。V点电压U

V 称谷点电压，电流I

V

称为谷点

电流。

（3）饱和区：达到V点以后，当i

E

增加时，UEB1也有所增加。这是由于P区扩散

到N区的空穴浓度已达到饱和程度，R

B1

不会继续减小，恢复正阻特性。所以把V点以后的区域称为饱和区。

3.2、单结晶体管振荡电路

1、如下图所示，它能产生一系列脉冲，用来触发晶闸管。

（a）电路图 (b)波形图

（3.6）单结管振荡电路及波形

2.当合上开关S后，电源通过R1、R2加到单结管的两个基极上，同时又通过R、RP 向电容器C充电，u C按指数规律上升。在u C（u C=u E ）

输出电压近似为0。当u C达到峰点电压U P时，单结管的E、B1极之间突然导通，电阻R B1急剧减小，电容上的电压通过RB1、R1放电，由于RB1、R1都很小，放电很快，放电电流在R1上形成一个脉冲电压u o。当u C下降到谷点电压U V时，E、B1极之间恢复阻断状态，单结管从导通跳变到截止，输出电压u o下降到零，完成一次振荡。

3．当E、B1极之间截止后，电源又对C充电，并重复上述过程，结果在R1上得到一个周期性尖脉冲输出电压，如图所示。

上述电路的工作过程是利用了单结管负阻特性和RC充放电特性，如果改变RP，便可改变电容充放电的快慢，使输出的脉冲前移或后移，从而改变控制角α，控制了晶闸管触发导通的时刻。显然，充放电时间常数τ=RC大时，触发脉冲后移，α大，晶闸管推迟导通；τ小时，触发脉冲前移，α小，晶闸管提前导通。

需要特别说明的是：实用中必须解决触发电路与主电路同步的问题，否则会产生失控现象。用单结管振荡电路提供触发电压时，解决同步问题的具体办法可用稳压管对全波整流输出限幅后作为基极电源，如图所示。图中TS称同步变压器，初级接主电源。

3.3、晶闸管的分类

晶闸管是晶体闸流管(Thyristor)的简称，谷称可控硅，它是一种大功率开关型半导体器件，在电路中用文字符号为“V”、“VT”表示（旧标准中用字母“SCR”表示）。

晶闸管具有硅整流器件的特性，能在高电压、大电流条件下工作，且其工作过程可以控制、被广泛应用于可控整流、交流调压、无触点电子开关、逆变及变频等电子电路中。

晶闸管有多种分类方法。

（1）按关断、导通及控制方式分类

晶闸管按其关断、导通及控制方式可分为普通晶闸管、双向晶闸管、逆导晶闸管、门极关断晶闸管（GTO）、BTG晶闸管、温控晶闸管和光控晶闸管等多种。

（2）按引脚和极性分类

晶闸管按其引脚和极性可分为二极晶闸管、三极晶闸管和四极晶闸管。

（3）按封装形式分类

晶闸管按其封装形式可分为金属封装晶闸管、塑封晶闸管和陶瓷封装晶闸管三种类型。其中，金属封装晶闸管又分为螺栓形、平板形、圆壳形等多种；塑封晶闸管又分为带散热片型和不带散热片型两种。

（4）按电流容量分类

晶闸管按电流容量可分为大功率晶闸管、中功率晶闸管和小功率晶闸管三种。

通常，大功率晶闸管多采用金属壳封装，而中、小功率晶闸管则多采用塑封或陶瓷封装。

（5）按关断速度分类

晶闸管按其关断速度可分为普通晶闸管和高频（快速）晶闸管。

3.4、同步环节

同步就是要求触发脉冲的频率与主电路电源的频率相同且相位关系确定。锯齿波是由开关管T2来控制的。T2由导通变截止期间产生锯齿波，T2截止状态持续的时间就是锯齿波的宽度，T2开关的频率就是锯齿波的频率。同步环节是由同步变压器TB 和作同步开关用的晶体管T2组成。同步变压器和整流变压器接在同一电源上，用同步变压器的二次电压来控制它的通、断作用，这就保证了触发脉冲与主电路电源同步。其接线图如下图所示：

同步变压器TB 二次电压经二极管D1间接加在T2的基极上。当二次电压波形在负半周的下降段时，D1导通，电容C1被迅速充电。因O 点接地为零电位，R 点为负电位，Q 点电位与R 点相近，故在这一阶段T2基极为反向偏置而截止。在负半周的上升段，+15V 电源通过R1给电容C1反向充电，为电容反向充电波形，其上升速度比u TB 波形慢，故D1截止。当Q 点电位达1.4V 时，T2导通，Q 点电位被钳位在1.4V 。直到TB 二次电压的下一个负半周到来时，D1重新导通，C1迅速放电后又被充电，T2截止，如此周而复始。在一个正弦波周期内，T2包括截止与导通两个状态，对应锯齿波波形恰好是一个周期，与主电路电源频率和相位完全同步，达到同步的目的。

3.5、脉冲形成环节

T4、T5组成脉冲形成环节，T7、T8组成脉冲放大电路。控制电压加在T4基极上。=0时，T4截止，T5饱和导通，T7、T8处于截止状态，脉冲变压器TP 二次侧无脉冲输出。电容C3充电，充满后电容两端电压接近2UC 。当≈0.7V 时，T4导通，A 点电位由+15V 下降到1.0V 左右，由于C3两端的电压不能突变，T5基极电位迅速降至-30V ，T5立即截止。T5集电极电压由-15V 上升到钳们电压+2.1V （D6、T7、T8 三个PN 结正向压降之和），T7、T8导通，脉冲变压器TP 二次侧输出触发脉冲。与此同时，电容C3经+15V 、R11、D4、T4放电和反向充电，使T%基极电位上升，直到ub5>-Uc,T5又重新导通，使T7、T8截止，输出脉冲终止。输出、脉冲前沿由T4导通时刻确定，脉冲宽度与反向充电回路时间常数R11C3有关。

3.6、双窄脉冲形成环节

产生双脉冲的方法有两种，一种是每个触发电路有每个周期内只产生一个脉冲，脉冲输出电路同时触发两个桥臂的晶闸管，这称为外双脉冲触发。另一种方案是每个触发电路在一个周期内连续出现个相隔60°的窄脉冲，脉冲输出电路只触发一个晶闸管，

bt U q U 0c U 0c U 0c

U

这称为内双脉冲触发。内双脉冲是目前应用最多的一种触发方式。

T5、T6构成或门。当T5、T6都导通时，T7、T8截止，没有脉冲输出。只要T5、T6有一个截止，都会使T7、T8导通，有脉冲输出。所以只要用适当的信号来控制T5或T6的截止，就可以主生符合要求的脉冲。其中，第一个脉冲由本相触发单元的对应的控制角ａ所产生，使T4由截止变为导通，T5瞬时截止，于是T8输出脉冲。相隔60°的第二个脉冲是由滞后60°相位的后一相触发单元主生，使T6瞬时截止，于是本相触发单元的T8管又导通，第二次输出一个脉冲，因现时得到间隔60°的双脉冲。其中D4和R17和作用主要是防止双脉冲信号互相干扰。其连接框图如图所示。

在三相桥式全控整流电路中，器件的导通次序为T1→T2→T3→T4→T5→T6，彼此间隔60°。本相触发电路输出脉冲时X 端发出信号给相邻前相触发电路Y 端，使前相触发电路补发一个脉冲。

3.7、同步变压器

0c U

在晶闸管装置中，送到主电路各晶闸管的触发脉冲与其阳极电压之间必须保持正确的相位关系，才能保证装置正常工作。触发脉冲只有在晶闸管阳极电压为正的区间内出现，晶闸管才能被触发导通。锯齿波同步触发电路产生触发脉冲的时刻，必须根据被触发的晶闸管阳极电压相位，以使触发电路在晶闸管需要触发脉冲的时刻输出脉冲。所以，通过使用同步变压器，使主电路的电压相位与触发电路的输出电压信号保持了正确的相位关系，从而控制晶闸管的开通时刻，得到可控制的输出电压。根据主电路，同步变压器的接线图如图所示。

第

第四章 保护电路的设计

4.1过电流保护:

当电力电子变流装置内部某些器件被击穿或短路；驱动、触发电路或控制电路发生故障；外部出现负载过载；直流侧短路；可逆传动系统产生逆变失败；以及交流电源电压过高或过低；均能引起装置或其他元件的电流超过正常工作电流，即出现过电流。因此，必须对电力电子装置进行适当的过电流保护。

采用快速熔断器作过电流保护，其接线图（见图4.1）。熔断器是最简单的过电流保护元件，但最普通的熔断器由于熔断特性不合适，很可能在晶闸管烧坏后熔断器还没有熔断，快速熔断器有较好的快速熔断特性，一旦发生过电流可及时熔断起到保护作用。最好的办法是晶闸管元件上直接串快熔，因流过快熔电流和晶闸管的电流相同，所以对元件的保护作用最好，这里就应用这一方法快熔抑制过电流电路图如下图所示：

d U

图4.1 快速熔断器的接入方法

A 型熔断器

特点：是熔断器与每一个元件串连，能可靠的保护每一个元件。 B 型熔断器

特点：能在交流、直流和元件短路时起保护作用，其可靠性稍有降低 C 型熔断器

特点：直流负载侧有故障时动作，元件内部短路时不能起保护作用

对于第二类过流，即整流桥负载外电路发生短路而引起的过电流，则应当采用电子电路进行保护。常见的电子保护原理图如4.2所示

图4.2过流保护原理图

当熔和晶闸管串联使用时，快熔的额定电压应大于线路正常工作电压的有效值，快熔的额定电流是用有效值来表示的，一般可按下式选取： 1.57I T α≥≥

式中， ——晶闸管的实际工作电流有效值；

kx I kx I k I k

I

I T α——晶闸管的额定电流。 因为晶闸管的额定电流 I T α =2A

所以 1.57I T α=1.57×2A=3.14A 所以所选熔断器为： RS1—3 六个。 4.2过电压保护:

设备在运行过程中，会受到由交流供电电网进入的操作过电压和雷击过电压的侵袭。同时，设备自身运行中以及非正常运行中也有过电压出现。

过电压保护的第一种方法是并接R-C 阻容吸收回路，以及用压敏电阻或硒堆等非线性元件加以抑制。见图4.3和图4.4

图4.3阻容三角抑制过电压 图4.4压敏电阻过压 过电压保护的第二种方法是采用电子电路进行保护。常见的电子保护原图如图4.5所示：

图4.5过电压保护电路

根据资料书上的资料，我们采用阻容保护(图 4.3)，在变压器副边电路两端并联电阻R 和电容C ，利用电容两端的电压不能够突变的特性，可以有效的抑制变压器绕组中的过电压，串联电阻能够消耗部分过电压能量。同时抑制LC 回路的振荡。 单相阻容保护的计算公式如下：

22

2.3

U R S

≥0

20

2

6S

C i

U

≥