反激变换器课程设计报告

电力电子课程实习报告

班级：电气10-3班

学号：

姓名：李乐

目录

一、课程设计的目的

二、课程设计的要求

三、课程设计的原理

四、课程设计的思路及参数计算

五、电路的布局与布线

六、调试过程遇到的问题与解决办法

七、课程设计总结

一、课程设计的目的

（1）熟悉Power MosFET的使用；

（2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用；

（3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。

二、课程设计的要求

本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。

电源输入电压：220V

电源输出电压电流：12V/1.5A

电路板：万用板手焊。

三、课程设计原理

1、引言

电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。

线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。通常用于低于10W的电路中。通常使用的7805、7815等就属于线性电源。

开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突

出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。

2、基本反激变换器工作原理

基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。

图1 反激变换器的原理图

电路工作过程如下：当M1导通时，它在变压器初级电感线圈中存储能量，与变压器次级相连的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止，在变压器次级无电流流过，即没有能量传递给负载；当M1截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转，使VD导通，给输出电容C充电，同时负载R上也有电流I流过。M1导通与截止的等效拓扑如图2所示。

（A）

（B）

图2 反激变换器的两种工作状态

反激变换器的工作过程大致可以看作是原边储能和副边放电两个阶段。原边电流和副边电流在这两个阶段中分别起到励磁电流的作用。如果在下一次M导通之前，副边已经将磁路的储能放光，即副边电流为零，则称变压器运行于断续电流模式（DCM），反之，则在副边还没有将磁路的储能放光，即在副边电流没有变为零

之前，Q 又导通，则称变压器运行于连续电流模式（CCM ）。通常反激变换器多设计为断续电流模式（DCM ）下。

当变换器工作在CCM 下时，输出与输入电压、电流之间的关系如下：

U O =M U g ， I g =M I a ， 其中M =)1(D N D -, N =N N S

p 。 当变换器工作在DCM 下时，上述关系仍然成立，只不过此时的增益M 变为： M =U U g o =K D ,K =R f L s m 2

()21D - 可以看出，改变开关器件Q 的占空比和变压器的匝数比就可以改变输出电压。

3、反激变换器的吸收电路:

由于在实际中反激变换器存在各种寄生参数，如变压器的漏感，开关管的源漏极电容。在这种情况下，反激变换器是不能可靠工作的。所以为了让磁通可靠复位，加了RC 吸收电路。其图如下所示：

（a ）

（b ）

图3 吸收电路

4、反激变换器的系统结构

反激式变换器的系统结构示意图如图所示。由图中可以看出，一个AC 输入DC 输出的反激式变换器主要由如下五个部分组成：输入电路、变压器、控制电路、输出电路和吸收电路。输入电路主要包括整流和滤波，将输入的正弦交流电压变成直流，而输出电路也是整流和滤波，是将变压器副边输出的方波电压单向输出，且减少输出电压的纹波。所以，反激变换器的关键在于变压器和控制电路的设计。这也是本次课程设计的重点。

图4 反激变换器的系统结构简图

四、课程设计的思路及参数计算

在本次实习中提供的变压器的铁芯是EE28铁氧体铁芯，其在25摄氏度

的磁导率为T B 5.025max_=，铁芯的初始磁导率为02300u 。

变压器选择的相关参数包括：原副边匝数比、原边匝数、副边匝数和气

隙，本次试验中用到的变压器的绕组的漆包线已经给定，无需选择。

（1）根据输入的最高直流电压和开关管Q 的耐压确定原副边匝数比：

U g =U 24.1=1.4?220=308V ,U Q =600V ,η=80% 。

N N

s p =()13.13.12+-U U U O g Q =()1103.13086003.12

+??-=5.558 这是匝数比的上限值，匝比只能比这个小，不能比其大。 取N N

s p

=5.

这就求得了最大占空比，即最大导通时间。

为了保证电路工作于DCM 模式，磁路储能和放电的总时间应控制在0.8T 以内，所以： =11

53078.0115?+??=0.1215， 取D=0.1 。 （2）原边匝数的计算：

根据磁芯，得到有效的导磁截面积A e ，则原边匝数应保证在最大占空比时磁路仍

不饱和。电压冲量等于磁路中磁链的变化量，

取开关频率为75KHz,25°下Bmax 为0.5T

304.129.805.07511215.0308101063max max

=?????==-A B D U N e g p

T ，真正的原边匝数必须比这个值大，才可能让磁路不饱和。通常取2倍的上述值，则取25=N p 。

（3）副边匝数的计算

根据上面两步的结果，很容易求出副边匝数5=N s 。

（3）辅助绕组的计算

辅助绕组计算与副边绕组的计算方法一样，由于输出10v ，供电输出12v 。则得到61=S N

（5）气隙长度的计算： 原边的峰值电流为A D U P I g O sp 2175.11

.0308%805.11022=????==η 则初级电感为 求出气隙长度为：

m r Fe L e

g

l A A L 432

467010664.12300104.512510365.3109.80104-----?=?-????=-=πμμ=0.16mm 。 变压器制作过程中可取三层卫生纸（每层0.05mm ）作为气隙

图5 功率变压器磁路示意图

6、控制系统的设计

（1）振荡器：

振荡器的频率有定时元件T R ，T C 决定，T

T C R f 8.1=，我们小组的频率选为75KHZ 。初始T R =122Ω，T C 取104,。（实验中有改动，改为T R =1200欧姆，T C 取103）

（2）电压误差放大器：

在本次实习中在输入与输出的隔离开关电源中，为了减小误差，通常采用外置电压环，即将U3845的内部误差放大器旁路掉，由外部电压环的输出通过补偿输入引脚决定电流参考。

（3）电流比较器:电流比较器的门槛值

V有误差放大器的输出给定，当电压误差

error

放大器显示输出电压太低时，电流的门槛值就增大，使输出到负载的能量增加，反之也一样。

电流型控制的优点是本身具有过流保护功能，电流比较器实现对电流的逐周限制，属于一种恒功率过载保护方法，即维持供给负载的恒功率。

整个控制部分的原理图如下所示：

图6 UC3845控制原理示意图

几个重要器件的介绍:

(1)UC3845

UC3845芯片为SO8或SO14管脚塑料表贴元件。专为低压应用设计。其欠压锁定门限为8.5v（通），7.6V（断）；电流模式工作达500千赫输出开关频率；在反激式应用中最大占空比为0.5;输出静区时间从50%~70%可调；自动前馈补偿；锁存脉宽调制，用于逐周期限流；内部微调的参考源；带欠压锁定；大电流图腾柱输出；输入欠压锁定，带滞后；启动及工作电流低。

芯片管脚图及管脚功能如图1所示。

图7 UC3845芯片管脚图

1脚：输出/补偿，内部误差放大器的输出端。通常此脚与脚2之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。

2脚：电压反馈输入端。此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压（2.5 V）进行比较，调整脉宽。

3脚：电流取样输入端。

4脚：R T/CT振荡器的外接电容C和电阻R的公共端。通过一个电阻接Vref 通过一个电阻接地。

5脚：接地。

6脚：图腾柱式PWM输出，驱动能力为土1A.

7脚：正电源脚。

8脚：V ref，5V基准电压，输出电流可达50mA.

（2）TL431

TL431是一个良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。外部有三极分别为：阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）、参考端（REF）。其芯片体积小、基准电压精密可调，输出电流大等优点，所以可以用来制作多种稳压器件。

其具体功能可用图4.14的功能模块示意。由图可看出，VI是一个内部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。由运放特性可知，只有当REF端的电压十分接近VI时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管，电流将从1到100mA变化。

图8 TL431的功能模块示意图

在开关电源设计中，一般输出经过TL431（可控分流基准）反馈并将误

差放大，TL431的沉流端驱动一个光耦的发光部分，而处在电源高压主边的光耦感光部分得到的反馈电压，用来调整一个电流模式的PWM控制器的开关时间，从而得到一个稳定的直流电压输出。

（3）PC817

PC817是一个比较常用的光电耦合器,内部结构如图4.15所示，其中脚1为

阳极，脚2为阴极，脚3为发射极，脚4为集电极。

在开关电源中，当电流流过光二极管时，二极管发光感应三极管，对输出进行精确的调整，从而控制UC3842的工作。同时PC817光电耦合器不但可起到反馈作用还可以起到隔离作用。

图4.15 PC817内部框图

7、UC3845的主要外围电路设计

（1）供电

Ω=?-=-K R a 5.29910

15.830831,初始取R a 1=300K Ω,(后修改为Ω=K R a 2501)。 (2)电流检测

接在功率MOSFET 源极上的电流检测电阻大概值为：

Ω===5749.02175

.17.0max I U R pk s s ，取Ω=5.0R s 。 在测试时，如果发现在最小输入电压下，电源无法提供满载功率，就需要减小该电阻值。

3、电压反馈控制

电压反馈环节要与输入电压和控制IC 隔离，常用光隔离器进行隔离。 Ω==K mA

V R 1551,要求流过二极管的最大电流为： mA mA mA I f 5.78

.051max =+=,所以， Ω=--=--≤K mA

U U U R ka f O 84.05.75.22.1105.7min 2, Ω=--=--≥K mA

U U U R ka f O 126.0505.22.11050min 2, 取Ω=K R 5.02。

取Ω=1503R 。

Ω=Ω==≤

K K uA V uA Uref R R 105.122005.220066 在此范围内取值，则

()Ω

=Ω=?-=-=K K U R U Uo R R ref ref 30365.2125.210)

(565 则取 五、 电路的布局与布线

六、 调试过程遇到的问题与解决办法

1、 初次焊接成功后，取Ra1为300K 欧姆，上电后稳压管两端输出8.2v ，输出

端没输出，怀疑是Ra1太大的缘故，于是将其改成150K Ω和100K Ω加50K 电位器串联，即改成可调节的，重新上电，并缓缓调小Ra1，结果稳压管两端达到8.5v ，但UC3845芯片仍旧没有工作，因此仍没有输出

2、 经询问同学，怀疑可能是因为CT 取得太大，影响输出频率，导致UC3845不

能工作，于是缩小十倍由104变为103，为保证开关频率不变，RT 相应扩大十倍，变为1200欧姆，再次上电，这次UC3845工作了，有输出了，但开关管在震动，发出嗡嗡声，上电到150V 左右时保险丝烧了，撤电后检查发现开关管也烧坏了。

3、 换上新的器件后，开始检查电路，发现RC 滤波的电压和电容选错了，电容

选的太小因为这个是大家统一的，我们选的电容太小电阻太大，修改之后再次上电，结果显示输出的发光二极管亮了一下之后就灭了，撤电再次检查发

现稳压管烧坏了。

4、我们推测是因为Ra1调的太小，导致供给稳压管两端电压太大，于是换了稳

压管之后并调大了Ra1，但是再次上电仍然烧了稳压管，所以感觉推测有误。

5、询问老师，原因可能是辅助绕组匝数太多，应减少，于是将辅助绕组减到4

匝，结果成功了一小步，稳压管有稳定输出12v，输出稳定在15v，觉得两个电压都太大，不敢继续升高输入电压，怕烧坏稳压管。于是又一次修改变压器，将辅助绕组减到3，副边绕组也减到3，再次上电稳压管两端电压竟然升到了13v多，没敢继续升高输入，不明白为什么降低了绕组匝数反而电压上升，撤电分析原因

6、询问老师知，副边绕组降低导致占空比增大，接着导致供电输出也增大，于

是将输出绕组又改为5匝，重新上电，但输出调到10v后，但UC3845不工作，这次是辅助绕组匝数太少导致供电输出太小，达不到8.5v。

7、最后将辅助绕组又增大到到5匝，上电输出稳定，但升到200v左右时，输

出突然降为零，经检查，是输出绕组上的二极管被击穿。辅助绕组上的IN5822也被击穿。

8、将击穿的二极管换为耐压更强的FR307二极管，最后终于得到理想输出，而

且带载成功，输出10v,1.5A.

七、课程设计总结

历时两周的实习结束了，最终出来满意的结果，虽然中间经历了很多的挫折，但还是很有自豪感的。从最开始的电路图设计、参数计算，到后来的焊接，调试，修改，自己在其中受益匪浅。在这期间，我们查阅了很多资料，学习和巩固了许多的知识和技能。还有老师们对我们问题的耐心讲解，使我们对许多问题的看法更加透彻，自己表示十分感谢。