宽输入电压范围正变负控制器LTC3704

宽输入电压范围正变负DC-DC控制器LTC3704

LTC3704系新设计的一款正压转成负压输出的非隔离控制IC。是目前转换效率最佳，外接元件最少，输出功率可大可小的一款新品。由于不用检测电流的R SENSE，而用外部功率MOSFET的R SD(ON)做过流检测，控制IC的工作频率可从50KHz~1MHz，还可以同步到外时钟，设计的猝发工作模式可以使其在轻载时消耗极低，仅10μA。其它特点如下：

●宽输入电压范围，从2.5V~36V。

●电流型控制，有极好的瞬态响应。

●最大占空比达92%。

●+/-1%的内部电压基准。

●小型封装缩小了占空面积。

LTC3704的内部等效电路如图1。简单应用电路如图2。

图1 LTC3704的内部等效方框电路

LTC3704的10个引脚功能如下：

RUN 1PIN, RUN端子提供给用户用一个精准检测输入电压并调节变换器的起动阈值。将此端降到1.248V时，IC关断。其有100mV窗口，此端低于此电压时，IC工作电流仅10μA，最大起动运行电压可调至7V。

ITH 2PIN，误差放大器补偿端。电流比较器输入阈值跟随此端电压增长，正

常电压范围为0V~1.40V。

NFB 3PIN，接收反馈电压，用外接电阻分压器接到输出，正常时此端电压为-1.230V。

FREQ 4PIN，外接一支电阻到GND，设置工作频率。正常状态电压约0.62V。

MODE/SYNC 5PIN，该端输入控制其工作模式，外同步信号也从此端送入。如果MODE/SYNC端接地，即使能猝发工作模式。如果接至INT Vcc或外部逻辑电平的同步信号，猝发工作模式即被禁止，IC仅工作在连续模式。

GND 6PIN，IC公共端。

GATE 7PIN，栅驱动输出端。

INTVcc 8PIN，内部5.2V稳压器输出，供给栅驱动电路，需外接去耦电容，为4.7uf低ESR的瓷电容。

V IN 9PIN，IC的供电端，需外接旁路电容。

SENSE 10PIN，电流检测输入给控制环。将此端接至外部功率MOSFET的漏极，利用V SDON作过流检测，以提高效率。内部前沿消隐也由此端提供，此端共计两个功能。

图2 LTC3704的基本应用电路

下面描述其工作:

工作原理

主控制环路

LTC3704是一个用于DC/DC正压至负压变换器应用的恒频电流型控制器。LTC3704与传统的电流型控制器有所不同，因为电流控制环路可通过检测功率MOSFET开关(而不是一个分立的检测电阻)两端的压降来闭合，如图3所示。这种检测技术提高了效率和功率密度，并降低了总体解决方案的成本。

图3 SENSE端的应用方法

关于电路的工作原理，请参见图1和图2。在正常工作状态下，当振荡器设定PWM锁存器时，功率MOSFET导通。当电流比较器C1将锁存器复位时，功率MOSFET关断。由误差放大器EA将经过分压的输出电压与一个内部1.230V 基准进行比较，并在I TH引脚上输出一个误差信号。I TH引脚上的电压设定电流比较器C1的输入门限。当负载电流增加时，NFB电压相对于基准电压的下降使I TH引脚电平上升，这导致电流比较器C1在一个更大的峰值电感电流值上发生跳变。因此，平均电感电流将增加，直到与负载电流相等，由此保持输出稳定。

LTC3704的标称工作频率是采用一个从FREQ引脚连接到地的电阻来设定的，其受控范围为50KHz至1000KHz。此外，IC内部的振荡器可以与一个加在MODE/SYNC引脚上的外部时钟同步，并能够锁定在其标称值100%到130%之间的某一频率上。当MODE/SYNC引脚处于开路状态时，用一个50K的内部电阻将该引脚的电平拉低，并使能突发方式操作。如果该引脚的电平高于2V，或被施加了一个外部时钟，则突发方式操作失效。IC仅工作于连续方式。在没有负载(或负载极小)的情况下，控制器将进行跳跃脉冲操作以保持稳定状态，并防止出现过大的输出波纹。

RUN引脚用来控制IC是处于使能状态还是低电流的停机状态。微功率的1.248V基准和比较器C2允许用户设置IC导通和关断的电源电压(比较器C2具有用于实现噪声免疫的100mV迟滞)。RUN引脚电平低于1.248V时，芯片关断,输入电源电流的典型值只有10μA。

如图3所示，LTC3704的使用既可以通过检测功率MOSFET两端的压降来完成，也可以通过把SENSE引脚与位于功率MOSFET源极的一个普通分流电阻相连接来完成。检测功率MOSFET两端电压的方法最大限度地提高了变换器的效率，并最大限度地减少了元件的数量。但将输出电压限制为该引脚的最大额定值(36V)，通过把SENSE引脚与位于功率MOSFET源极的电阻相连接，用户能够对该IC的36V最大额定输入电压高得多的输出电压进行设置。

●操作方式的设置

对于那些优先考虑最大限度地提高轻负载条件下(例如，小于100μA)的效率应用来说，应该采用突发方式操作(即MODE/SYNC引脚应与地相连)。而在那些固定频率操作较低电流效率更为重要，或需要最小输出波纹的应用中，应采用脉冲跳跃方式操作，且MODE/SYNC引脚应与INTVcc引脚相连接。这就使得不连续导通方式(DCM)操作的时间被减少到接近由芯片的最少导通时间(约175ns)所规定的限值。在此输出电流电平以下，变换器将执行跨越周期的操作以保持输出稳定。图4跳变和图5示出了图2中变换器的突发方式和脉冲跳变方式操作的轻负载开关波形。

●猝发方式操作

猝发方式工作是通过MODE/SYNC引脚置于空置或将其接地来选择的。在正常工作状态下，I TH引脚上对应空载至满载的电压范围为0.30V至1.2V。在猝发方式操作中，如果误差放大器EA把I TH电压驱动至0.525V以下时，电流比

较器C1的缓冲I TH输入将被箝位于0.525V(它对应于最大负载电流的25%)。这样，电感器峰值电流保持在大约30mV，用功率MOSFET的R DS(ON)相除，如果I TH引脚电平降至0.30V以下，猝发方式比较器B1将关断功率MOSFET，并把IC的静态电流按比例变到250μA(休眠方式)。在这种条件下，负载电流将由输出电容器提供，直到I TH电压升至猝发比较器的50mV迟滞以上。在轻载条件下，将观察到在短时的猝发开关(平均电感器电流是其最大值的25%)之后是较长的

休眠期，由此极大地提高了变换器效率。图3示出了描绘突发方式操作的示波器波形。

图4 轻载下的猝发工作模式图5 禁止猝发模式工作的波形

●跨跃脉冲方式操作

将MODE/SYNC引脚与一个大于2V的DC电压相连后，猝发方式操作失效。内部的0.525V缓冲I TH猝发箝位被取消，使得I TH引脚在空载到满载的条件下直接控制电流比较器。空载时，I TH引脚被驱动至0.30V以下，功率MOSFET

被关断并进入休眠方式。图5示出了描绘这种操作方式的波形。

当一个外部时钟信号以高于芯片内部振荡器频率的速率对MODE/SYNC引脚进行驱动时，振荡器将与之同步。在这种同步方式中。猝发模式工作失效。与同步工作相关联的恒定频率由变换器提供了一个更加受控的噪声频谱，代价是牺牲轻载条件下的总体系统效率。

当振荡器的内部逻辑电路在MODE/SYNC引脚上检测到一个同步信号时，内部振荡器斜坡上升被提前终止，斜率补偿增加了大约30%。因此，在要求同步的应用中，建议将IC的标称工作频率设置为外部时钟频率的75%左右。如果试图与更高的外部频率(1.3 Fo以上)同步，则会导致斜率补偿不足以抑制次谐波振荡(或抖动)。

外部时钟信号必须超过2V脉宽至少达到25ns以上，而且应具有80%的最大占空比，如图6所示。MOSFET的导通将与外部时钟信号的上升沿同步。

●工作频率的设置

工作频率和电感值的选择是对效率和元件尺寸权衡之后的折衷。低频工作通过降低MOSFET和二极管的开关损耗提高了效率。然而，对于给定的负载电流值，较低的工作频率要求采用更大的电感。

LTC3704采用一种恒定频率结构，利用一个从FREQ引脚连接到地的外部电

阻在50KHz至1000KHz的范围内进行设置，如图1所示.FREQ引脚上的标称电压为0.6V，流入FREQ引脚的电流被用来对一个内部振荡电容器进行充放电。图7示出了对于给定工作频率情况下选择的R T值图形。

图6 外同步时的时钟和工作波形图7 定时电阻和工作频率

INTVcc稳压器旁路和操作

如图8所示。一个内部沟道低压降稳压器生成了为LTC3704内的驱动器和逻辑电路供电的5.2V电源。INTVcc稳压器能够提供高达50mA的电流，且必须通过一个紧靠着IC引脚而最小值为4.7uf的钽电容器或陶瓷电容器旁路到地。对于MOSFET栅极驱动器所要求的大瞬态电流的提供而言，良好的旁路是必需的。

对于不超过7V(该引脚的绝对最大额定值)的输入电压，LTC3704中的内部低压降稳压器是多余的，INTVcc引脚可以直接短接至V IN引脚。然而，当INTVcc 引脚短接至V IN引脚时，设置稳定INTVcc电压的分压器将从输入电源吸收10

μA的电流，即使在待机状态下也是如此。对于那些要求最低待机方式输入电源电流的应用，不要把INTVcc引脚与V IN相连。不管INTVcc引脚是否短接至VI N，必需始终通过一个紧挨着INTVcc和GND引脚的4.7uf钽电容器或低ESR陶瓷电容器把驱动器电路旁路到地。

图8 对LDO连接的旁路电容及外功率MOSFET的驱动

在实际应用中，大多数IC电源电流被用来驱动功率MOSFET的栅电容。因

此，对大功率MOSFET进行高频驱动的高输入电压应用可能会使LTC3704超过其最大额定结温，可以利用下列公式来估算结温：

总静态电流I Q(TOT)由静态工作电流(I Q)和用于对功率MOSFET的栅极进行充放电所需的电流组成。10引脚MSOP封装具有R TH(JA)=120℃/W的热阻。

举个例子，假设有一个V IN=5V且V SW(MAX)=12V的电源。开关频率为500KHz,最高环境温度为70度。选择的功率MOSFET是IRF7805，其最大导通电阻R DS(ON)为11mΩ(室温条件下)，最大栅极电荷量为37nC (栅极电荷的温度系数较小)。

这表明了与IC中的静态电流相比，栅极充电电流有多么重要。

为了防止超过最高结温，当在高的V IN条件下的连续方式工作也需检查输入电源电流，可能需要在工作频率与功率MOSFET大小之间进行权衡，以保持可靠的IC结温。然而，在降低工作频率之前，一定要和功率MOSFET制造商核对他们最新﹑最顶级的低Q G﹑低R DS(ON)器件。功率MOSFET制造技术正在不断改进，几乎每年都会推出更新和性能更好的器件。

●输出电压设置

输出电压由一个电阻分压器按照下式进行设定：

其中，V REF=-1.230V，I NFB是流出NFB引脚的电流(I NFB=-7.5μA)。为了正确选择R2，包括NFB引脚电流的影响，可采用下面的公式：

流出NFB引脚的7.5μA标称电流具有约+/-2.5μA的偏差。于是，500μA 的输出分压器电流(R1=2.49ΚΩ)会在输出电压中引起0.5%的误差。对于输出电压精度重要性稍低的应用而言，可以通过增大R1的阻值来提高效率。

●利用RUN引脚来设置导通和关断门限

LTC3704包括一个独立的微功率电压基准和一个即使在该器件处于停机状态下仍保持运行的比较器检测电路，如图9所示。这使得用户能够精确设置一个变换器导通和关断的输入电压。RUN引脚上的下降的阈值电压与1.248V的内部基准电压相等，比较器具有100mA的迟滞以增强噪声免疫力。

导通和关断输入电压阈值是采用一个电阻分压器根据下列公式来设置的：

电阻R1典型选择1兆欧。RUN端仅用于逻辑输入，用户必须用在7V以下。RUN端还可以经过1兆欧电阻接到输入电压。如图9。

图9A 用RUN端子调节开启和关断阈值

图9B 用外部逻辑控制IC的关断图9C RUN端的上拉电阻令IC保持开启●应用电路

图2示出了一种用于LTC3704简单的正至负应用电路。该电路的基本原理示于图10。在导通期间，电感电流流过开关，而在关断期间，这些电流流过输出二极管，使用与输入和输出串联的电感器会在这些电容器中产生连续电流，从而得到低的输入和输出噪声。不连续的电流流入开关，耦合电容和二极管。

图10A 开关导通时的电流图10B 正到负的电压变换

●占空比的考虑

对于图2所示的正至负变换器，CCM方式中的主开关占空比为：

式中的V o是一个负数，该变换器的最大输出电压(CCM方式)为：

LTC3704的最大占空比为92%(典型值)。

●输入电流和开关电流的峰值和平均值

LTC3704中的控制环路测量值开关电流(既可采用功率MOSFET的R DS(ON),也可采用MOSFET源极中的一个检测电阻)。因此，输出电流需要折回开关以正确选定功率MOSFET和电感。根据输入功率与输出功率在理想状态下是相等的这一事实，最大平均输入电流为：

式中的I O(MAX)是一个负数，峰值输入电流为：

但是，在一个正压至负压的变换器中，开关电流等于I IN+Io，所以最大平均开关电流为：

峰值开关电流为：

最大占空比D MAX应在最小V IN条件下计算。

●波纹电流ΔI L和“χ”因子

上述公式中的常数“χ”代表电感器中的峰-峰总波纹电流相对其最大值的百

分比。例如，如果选择的是30%波纹电流，则χ=0.30。峰值电流比平均值大15%。

对一个工作于CCM方式的电流型变换器来说，对于大于50%的占空比必须增加斜率补偿以避免次谐波振荡。对LTC3704而言，该斜坡补偿是在内部进行的。拥有一个内部斜率补偿的波形确实对电感值和工作频率有所约束。如果采用的是一个过大的电感器，则相对于内部斜率补偿的结果电流斜率(ΔI L)将比较小(当占空比大于50%时)，而且变换器工作将接近电压型(斜率补偿降低了电流环路的增益)。如果采用一个过小的电感，而变换器仍工作于CCM(接近严格的导通方式)，则内部斜率补偿有可能不足以防止次谐波振荡。建议电感中的波纹电流处于最大平均开关电流的20%到40%的范围内。例如，如果最大平均开关电流为1A，则选择一个在0.2A到0.4A之间的ΔI L以及一个0.2到0.4之间的‘χ’值。

●电感器的选择

正压至负压变换器的电感选择比单电感拓扑结构(例如降压型或升压型)要

稍微复杂一些。采用分离的非耦合电感器虽能缩减解决方案的外形尺寸，但代价

是增加了输入和输出波纹。采用耦合电感器虽使设计程序复杂化，但能显著降低输入和/或输出波纹。它还将减少采购的元件的数量。

然而，不管是什么设计目标，电感的选择都是一个反复的过程。最好的建议是以有关的公式为指引，然后确立一个解决方案并测量电路的性能。如果测量的性能与设计指标有偏差，则换上一个认为更合适的(更大或更小)电感，并重复测量。此外，要尽最大努力把有可能对电路性能产生影响的布局寄生效应降到最低限度。

正压至负压变换器的电感电流是在满载电流和最小输入电压的条件下计算的。电感的峰值电流可以比输出电流高得多，尤其是在较小电感量和较轻的负载电流的条件下。下列公式假设采用的是非耦合电感和CCM操作。

式中的“χ”代表波纹电流的百分比。在正压至负压的变换器中，开关电流是两个电感器电流之和。于是：

由于控制环路对此开关电流进行检查，而且内部斜率补偿作用于开关电流，因此在V IN(MIN)和I O(MAX)的条件下，波纹电流的百分比应在最大平均电流的20%到40%之间。这对应于上述公式中0.20到0.40之间的一个“χ”值。把该波纹电流表示为输出电流的一个函数便产生了下列用于计算电感值的公式：

此处：

通过采用一个匝数比为1:1的耦合电感器，由于互感的原因，可用2L来代替上述公式中的电感值。这样做保持了电感器中相同的总波纹电流和能量存储，对于1:1耦合电感器来说，换上2L会产生以下公式：

在采用非耦合电感的条件下，根据最初用于I L1(PEAK)和I L2(PEAK)公式中概述的峰值电流选择最小的饱和电流。如果采用耦合电感器，需要确定针对并行配置的最小饱和电流超过了最大开关电流：

就在最小输入电压(它将产生最大的平均电感器电流)和最大负载电流的条

件下对额定饱和电流进行检查。

●工作于不连续方式

如图11所示。不连续方式工作出现于负载电流低至允许电感电流在开关断开期间流出的时候。一旦电感电流接近于零，开关和二极管电容与电感谐振以形成在1MHz到10MHz的阻尼振铃。如果开关断开时间足够长，则漏极电压将稳定于输入电压。

根据输入电压和电感中残余能量的不同，该振铃能使功率MOSFET的漏极走低至地电位以下，并被体二极管所箝位。该振铃对IC无害，且无迹像表明它对EMI有明显的影响。任何尝试采用吸收回路来压制EMI都将使效率下降。

图11 断续模式工作的波形

●功率MOSFET或检测电阻的选择

如果功率MOSFET漏极上的最大电压(V IN(MAX)+V OUT再加上任何的瞬变)小于36V，则该电路可利用LTC3704的R SDON，用无检测电阻(N O R SENSE)技术来提高效率，并取消检测电阻。对于更高的开关电压，采用与一个位于功率MOSFET 源极的电阻相连接的方法。如图3所示。LTC3704中提供了内部前沿消隐，以达到无需在SENSE引脚上设置滤波元件的目的。

在正压至负压变换器和反激变换器中，最大开关电流均为输入电流与输出电流之和。因此，峰值开关电流为：

式中的I O(MAX)是一个负数。

在开关导通期间，控制电路将功率MOSFET两端的最大压降限制为150mV。(在低占空比的情况下)于是，峰值开关电流被限制为150mV/R DS(ON)。最大负载电流，占空比和功率MOSFET的R DS(ON)之间的关系为：

或：

这里，I O(MAX)是一个负数。在占空比较小的情况下，V SENSE(MAX)项一般为150mV。当占空比为92%时，由于斜率补偿的缘故，该项减小至100mV。ρT

项表示MOSFET的R DS(ON)的温度系数，通常为0.4%/℃。图13示出了一种典型

随温度变化的R DS(ON)(为简单起见，进行了归一化)。

图12 最大SENSE电压与占空比的关系图13 R DSON与温度的关系另一种选用功率MOSFET的方法是检查对于给定R DS(ON)的最大输出电流，因为MOSFET的接通电阻通常是离散值。

当采用一个传统的检测电阻时，

检测电阻一般为低TC，并且其容限范围会因价格不同而有所不同，检测电阻的功耗为：

计算功率MOSFET开关和导通损耗以及结温

为了计算功率MOSFET的结温，必须知道器件的功耗。该功耗是占空比﹑负载电流以及结温(因其R DS(ON)正温度系数的缘故)的函数。

因此，一般需要进行一些反复计算以确定一个合理的准确值。由于该控制器把MOSFET用作开关和检测元件，所以应注意确保变换器能够在所有的工作条件(输入电压和温度)以及制造商数据表所罗列的V SENSE(MAX)和MOSFET的R DS(ON)最坏情况下所提供需的负载电流。

MOSFET在正压至负压的变换器中产生的功耗为：

式中的I O(MAX)和V O为负值。

以上公式中的第一项代表器件中的I2R损耗，第二项为开关损耗，常数k=1.7是与栅极驱动电流成反比关系的经验因子，其单位值为电流的倒数。

由功率MOSFET的已知功耗并通过以下公式求得它的结温：

该公式中采用的R TH(JA)通常包括器件的R TH(JC)加上从外壳到环境温度的热阻(R TH(CA))。然后可将该T j值与反复计算过程中所使用的当初假设数值相比较。

●输出二极管的选择

为了最大限度地提高效率，需要采用具有低正向压降和低反向恢复时间的快速开关二极管。正压至负压变换器中的输出二极管在开关断开期间导通电流，二极管必须承受的峰值反向电压等于V IN(MAX)-V O。正常工作状态下的平均正向电流等于输出电流，而峰值电流等于峰值电感电流。

二极管产生的功耗为：

以及二极管结温为：

该公式中采用的R TH(JA)一般包括该器件的R TH(JC)加上从电路板到外壳中的环境温度的热阻。

请牢记保持较短的二极管引线长度并观察正确的开关节点布局(见“电路板布局检查清单”)，以避免振铃过大和功耗增加。

●DC耦合电容器的选择

正压至负压变换器中的耦合电容器上的电压为V IN(MAX)-V O，再加上由电感中波纹电流所产生的任何额外ΔV。一般地，DC耦合电容器的选择是根据流经它的RMS波纹电流来决定的。

该电容器的最小RMS电流额定值必须超过：

建议采用一个低ESR和ESL的X5R或X7R型陶瓷电容器。

●选择输出电容器

由于L2波纹电流的缘故(L2中电流的DC分量等于输出电流)，输出波纹电压重迭在V O之上的三角波形上。该波纹电流流过输出电容的体电容和ESR，产生在此节点上的总波纹电压。利用开关断开时间来计算该波纹电流所产生的下面公式中的ΔI L2：

式中的V O是一个负数。于是，输出波纹电压为：

通过采用更大容值的钽或铝电解体电容器相并联的高质量X5R或X7R型瓷

介质陶瓷电容器，可以最大限度地降低ESR。根据不同的应用，有时可能只需陶瓷电容器就足够了。

输出电容器的RMS波纹电流额定值需要大于：

应注意这些公式都假设电感之间没有耦合，如果电感器缠绕在相同的磁心上，则输入端和输出端的波纹电流可以被调至很低的值。这样，上面的公式就将是极度保守的。建议用户在实验室做实验时所采用的磁芯和电容应该与将来在生产中使用的相同。

注意制造商所提供的额定波纹电流通常是基于使用寿命为2000小时的情形。所以建议采用一个进一步规格化的电容器。既使其功能在现实情况中打了折扣，也可以达到所要求水平。或者可以选择一个针对比所要求的温度指针更高的条件而设计的电容器。还可以并联几个电容器以满足设计中的尺寸和高度要求。

当选用高性能的通孔电容器时，应考虑如Nichicon，United，Chemicon和Sanyo这样公司的产品。Sanyo公司提供的OS-CON半导体介质电容具有最低的ESR及与任何铝电解电容器相当的尺寸，仅价格稍高。

在表面安装应用中，有可能需要并联多个电容器以满足应用的ESR或RMS 电流处理的要求。

铝电解电容器和干式钽电容器均可采用表面安装的封装。采用钽电容器时，关键是要对电容器进行浪涌测试，才便于在开关电源中使用。A VX TPS系列表面安装钽电容器是一个极佳的选择。另外，目前已经有了具有极低的ESR和ESL 以及高的纹波电流额定值的陶瓷电容器。

●输入电容的选择

输入电压源阻抗决定了输入电容器的大小。其数值范围一般为10uf到100uf。建议采用一个低ESR的电容器，尽管这一点并不像对输出电容器那么重要。

正压至负压变换器的RMS输入电容器波纹电流为：

请注意当输入电压突然与变换器的输入端相连时，会在输入电容中产生极大的浪涌电流。而且，在此条件下，固体钽电容器有可能严重受损。一定要指定经过浪涌测试的电容器。

●猝发方式工作和有关的考虑

MOSFET的R DS(ON)和电感值的选择还决定了LTC3704进入猝发方式工作状态的负载电流。进入猝发方式工作时，控制器将峰值电感电流箝位到大约：

它代表最大150mV SENSE引脚电压的20%。对应的平均电流取决于纹波电流的大小。更低的电感值(更高的ΔI L)将减小猝发方式工作开始时的负载电流。

因为被箝住的是峰值电流。

如果ΔI L大大低于I BURST，则在猝发方式工作期间输出电压纹波会增加。当输入电压很低或选择了一个很大的电感时就会出现这种现像。在占空比较大的条件下，一个跳过的周期会使电感电流迅速衰减至零。然而因为ΔI L较小，电流需要多个周期才能回升至I BURST(PEAK)。在此电感充电期间，输出电容必须提供负载电流，而且输出电压会显著下降。一般来说，选择一个处于I IN(MAX)在20%至40%之间的电感值是个良策。另外是增大输出电容的值或利用MODE/SYNC 引脚使猝发方式工作失效。

可以通过将MODE/SYNC引脚与一个猝发的高逻辑电平电压相连(既可以采用一个控制输入，也可以通过把该引脚连接到INTVcc)的方法来使猝发方式工作失效。在该方式中，猝发箝制被取消，芯片能够以恒定频率工作于满载条件下的连续导通方式。直到在轻载条件下的极度不连续导通方式(Continuous Conduction Mode，CCM)到轻负载条件下的断续导通方式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)。在负载非常小(即小于负载的50%至10%)的情况下进行跨跃脉冲之前，控制器将以最少的开关导通时间在DCM方式下工作。脉冲跳变防止了极轻负载条件下的输出失控，并减小了输出电压波纹。

检查瞬态响应

通过观察负载瞬态响应特性可以验证稳压器环路响应。开关稳压器一般需要几个周期来对电阻性负载电流中的瞬时阶跃做出响应。当发生负载阶跃时，V o 立即产生(ΔI LOAD)(ESR)的偏移量，然后Co开始充电或放电(取决于负载阶跃的方向)，稳压器反馈环路作用于误差放大器的输出信号上，使Co返回至其稳态值。在此恢复期间，可以对V o进行过冲和振铃监视，这才能显示出稳定性的问题。

再有，当把负载连接到大的电源旁路电容(大于1uf)时会产生更加严重的瞬变现象。放电的旁路电容与Co有效地并联，引起在V o处的一个几乎同时的下降。如果负载开关电阻较小并被快速驱动，则任何稳压器都无法提供足够的电流来防止该问题的发生。唯一的解决方案是限制开关驱动的上升时间，从而限制负载的涌入电流的di/dt。

设计实例：5V到15V输入，-5V/2A输出。正压至负压变换器。

这里给出的设计实例是针对图2所示电路的。输入电压范围为5V至15V，输出为-5V。输入电压为5V时(峰值电流为3A)，最大负载电流为2 A。输入电压为15V时(峰值电流为5 A)，最大负载电流为3 A。

1，主开关的最大占空比为：

2，选择可以跨跃脉冲工作，故MODE/SYNC引脚被连接到INTVcc引脚。

3，选择300KHz的工作频率以缩减电感的尺寸。由图6可知，从FREQ引脚连接到地的电阻为80.6K。

4，选择的总电感的纹波电流为最大值的40%，于是电感的纹波电流为：

这样，对于标准的1:1耦合电感器，电感值为：

该电感的最小饱和电流为：

选择的电感是BH公司型号510-1009。这个产品具有4.56uH的开路并联电感和6.5A的最大DC额定电流。

5，对于功率MOSFET

在最大占空比为50%的条件下，由于斜率补偿的缘故，最大SENSE引脚电压被降至130mV，如图12所示。假设功率的结温为125℃,ρT=1.5,则：

选择的MOSFET为Vishay公司的Si4884，它在25℃的V GS=4.5V条件下具有16.5mΩ的最大R DS(ON)。最小BV DSS=30V。最大栅电荷量Q G = 20nC。

6，输出二极管必须能够承受V IN(MAX)-V O = 20V的反向电压和I O(MAX) = 5.0A (V IN=15V时的峰值输出电流)的连续电流。二极管中的峰值电流为：

满负载条件下，该二极管产生的功耗为：

假设150的最大结温系在3A电流下0.33V的正向压降产生，此二极管将消耗1W的功率。选择ONSEMI的MBRD835L。

7，直流去耦电容必须能掌控RMS电流。

电容选用TDK的16V-X5R瓷电容。它有低的ESR和高的RMS电流能力。

8，峰峰值输出纹波电流为：

纹波电压的计算可以假设电感是耦合在一起的。得到13.7mV的纹波。

最后，总电路如图14所示。

图14 5V—15V输入，-5V输出，正压转负压的完整电路PCB布局的考虑

1，为了减小开关噪声，改善负载调整率，LTC3704的GND端直接接到INTVcc的去耦电容的负端，输出电容的负端，MOSFET的源极或检测电阻的下端，输入电容的负端，并与6PIN临近。

2，请注意多层电路板中的接地环路。尝试在电路板上保留一个中心接地节点。并采用输入电容器来避免高输出电流产生过大的输入纹波。如果准备把接地平面用于大DC电流，则需采用一条远离小信号元件的通路。

3，把Cvcc电容放置在IC封装上的INTVcc和GND引脚的最近旁。该电容承受了巨大的di/dt 的MOSFET栅驱动电流。这里采用一个低ESR的X5R型4.7uf 瓷介电容可起到很好的作用。

4，从功率MOSFET的漏极并经耦合电容和二极管后回到地这个高di/dt的环路应尽量紧密，以减少感性振铃。过大的电感会导致功率MOSFET上应力的增大以及漏极节点上噪声的增加。同样重要的是使二极管的负极要尽可能地靠近MOSFET的源极或检测电阻的底部。

5，通过直接在器件终端上测量功率MOSFET的漏源极电压来检查功率MOSFET上的应力(把一个示波器探头的地直接定位在PC板上的源极上)。请注意感性振铃，它有可能超过MOSFET规定的最大额定电压。如果该振铃无法避免并超过了器件的最大额定值，则应选择一个更高电压的器件或指定一个适用于额定的雪崩功率MOSFET。不是所有的MOSFET生产出来都完全相同(有些一致性会比其它的好)。

6，把小信号元件放置在远离高频开关节点的地方。在图15所示的布局中，全部的小信号元件都被安放在IC的一侧，而所有的功率元件则安放在另一侧。这也允许对信号地采用虚拟凯尔文(pseudo-Kelvin)连接法。此时，较大的di/dt

栅驱动电流沿一个方向流出IC的接地引脚(至INTVcc去耦电容器的底板)，而小信号电流沿另一个方向流动。

7，如果在功率MOSFET的源极中采用一个检测电阻，则要最大限度地减小SENSE引脚线轨迹与任何高频开关节点间的电容。LTC3704包含一个约180ns 的内部前沿消隐时间，对于大多数应用而言应该是足够了。

8，为了实现优化的负载调节和真正的遥感，输出电阻分压器的顶部应单独与输出电容器的顶部相连接(开尔文连接)，并远离任何高dv/dt线迹。将电阻分压器放置在LTC3704的附近，以保持较短的高阻抗FB节点。

9，对于有多个开关功率变换器连接至相同的输入电源的应用来说，要确定LTC3704的输入滤波电容器未与其它变换器共享。来自另一个变换器的AC输入电流会引起不必要的输入电压波纹。这会影响LTC3704的工作。在LTC3704的C IN与实际电源V IN之间设置几英寸的PC线迹或连线，(L≈100nH)应该足以防止出现电流共用的问题。

图15 LTC3704的PCB板LAYOUT图

为LTC3704LAYOUT的原理图如图16。

图16 LTC3704的LAYOUT原理图LTC3704的其他各种应用电路如图17—图19。

图17 3V—5V输入，-8V输出的电路

图18 大功率SLIC电源

图19 另一个典型的正压变为负压的应用