丙类功率放大器的优化设计

学科分类号（二级）470.40电气工程

本科学生毕业论文（设计）

题目丙类功放的设计及仿真

姓名于红侠

学号084090405

院、系物理与电子信息学院

专业应用电子技术教育

指导教师王六玲

职称（学历）副教授

2012 年 5 月 21 日

云南师范大学教务处制

丙类功放的设计及仿真

摘要：丙类功率放大器是位于无线发射机末端的重要部件，它通常被用作末级功放，为使发射信号获得较大的输出功率和较高的效率。本论文根据电路的性能指标要求，对丙类功率放大器的电路参数进行估算；并利用软件对估算的电路进行进一步的精确模拟分析，调整了电路的参数，达到滤除高次谐波从而抑制不需要的信号或外界干扰信号，使电路的带外干扰指标得到优化。

关键词：丙类功率放大器；性能指标；PSPICE 优化设计

0 引言

在广播、电视、通信等系统中，都需要将有用的信号调制在高频载波信号上通过无线电发射机发射出去，高频载波信号由高频震荡器产生，一般情况下，高频震荡器所产生的高频震荡信号的功率很小，不能满足发射机天线对发射功率的要求，所以在发射之前需要经过功率放大后才能获得足够的输出功率，在发射机中完成功率放大的电路称高频功率放大器。

在便携式通信系统中，很多采用电池进行供电，就必须考虑提高频功放电路的效率，以延长电池的使用时间。从童诗白等人[1][2][3][4][5][6]编著的书中知道，丙类功放的电流导通角小于900，放大电路在大部分时间内处于截止状态，效率可达90%，具有很高的效率。谐振功率放大器采用选频网络作为负载回路，以放大发射所需要的某一频率范围的信号，而抑制不需要的信号或外界干扰信号。从王英裕等人[7][8][9][10][11][12][13][14][15]编著的书中知道，丙类谐振放大器是无线电发射机中最重要的组成部件之一，它通常被用作末级功放，以使发射信号获得较大的输出功率和较高的效率。

以下重点对丙类功放的匹配网络进行优化，达到滤除高次谐波从而抑制不需要的信号或外界干扰信号。

1 丙类功率放大器的原理

1.1工作原理

功率放大电路是一种能量转换电路，即将直流电源能量转换为输出的信号能量。由于在能量的转换过程中存在着能量的损耗，高的能量发射机必然有高的能量损耗，因此，即要求功率放大器应具有高的能量转换效率，实践证明功率放大器工作在甲类（A）状态效率最低，乙类（B）状态效率比甲类高，丙类（C）状态效率更高，为了获得高效率，高频功率放大器通常工作于丙类状态。从胡宴如等人[2]的编著的书中知道，因为丙类功放的电流导通角小于90O，放大电路在大部分时间内处于截止状态，效率可达90%，具有很高的效率。下面介绍它的工作原理与基本关系式，谐振功率放大电路原理图如图1-1所示。

C

Vcc

R∑

L

12

VBB Q1

V1

图1-1 谐振功率放大电路原理图

Fig.1-1 resonance power amplifier circuit principle diagram

1.2 基本关系式

当放大器的输入信号V i 为正弦波时，集电极的输出电流i c 为余弦脉冲波。利用谐振回路LC 的选频作用可输出基波谐振电压V C1，电流i C1。

集电极基波电压的振幅

V C1m =I C1m R P (1-1) 式中，I C1m 为集电极基波电流的振幅；R P 为集电极负载阻抗。 集电极输出功率

221111111222C m

O C m C m C m P P V P V I I R R ===

（1-2

） 直流电源V CC 供给的直流功率

P D =V CC I CO （1-3）

式中，I CO 为集电极电流脉冲i C 的直流分量。电流脉冲i C 经傅立叶级数分解，可得峰值I Cm 与分解系数αn (θ)的关系式

1100/()()cm c m c cm I I a I I a θθ=?

?

=??

（1-4）

图1-2 电流脉冲的分解系数 Fig.1-2 current pulse decomposition coefficient

集电极的耗散功率

P C =P D -P O （1-5） 集电极的效率

()()

()()

1101101

0121212O c m c m

D CC c c m CC P V I P V I a V V a a a ηθ?θξ?=

=??=

??

= （1-6）

式中，ξ=V C1m /V CC 称为电压利用系数。

j V c o s =

B

Bm V V θ- (1-7) 式中，V j 为晶体管导通电压；V Bm 为输入电压的振幅；V B 为基极直流偏压。

B C O V I R

=- （1-8）

当输入电压V BE 大于导通电压V j 时，晶体管导通，并工作在放大状态，则基极电流脉冲I Bm 与集电极电流脉冲I Cm 成线形关系，即满足

bm Cm I I β≈ （1-9） 因此，基极电流脉冲基波振幅I b1m 及直流分量I b0也可以表示为

?

?

?

==)()(0011θθa I I a I I bm b bm m b （1-10）

基极基波输入功率

111

2i

b m b m P V I = (1-11)

功放的功率增益 i

P P P A 0

=

(1-12) 集电极谐振回路为部分接入，谐振频率

01

LC ω=

或者012f LC π=

（1-13）

丙类功放的输入回路亦采用变压器耦合方式，以使输入阻抗与前级输出阻抗匹配。分析表明，这种耦合方式的输入阻抗

i

Z 为

'1(1cos )()b b

i r Z θαθ=

- （1-14）

式中，

'b b

r 为晶体管基极体电阻，一般小于25Ω。

1.3 负载特性

如果电流导通角θ选定，则功放的工作状态只取决于集电极的等效负载阻抗R p 。临界工作状态所对应的等效负载电阻

R P =2

()2CC CES V V P - （1-15）

当R p 小于临界值时，功放处于欠压工作状态，集电极输出电流虽然较大，但集电极电压较小，因此，输出功率和效率都较小。当R p 大于临界值时，功放处于过压工作状态。集电极电压虽然较大，但集电极电流波形凹陷，因此输出功率较低，但效率较高。为了兼顾输出功率和效率的要求，谐振功率放大器通常选择在临界工作状态，判断功放是否为临界工作状态的条件是 CC Cm CES

V V V -= （1-16）

式中，

Cm

V 为集电极输出电压的幅度；CES

V 为晶体管饱和压降。

1.4 主要技术指标

输出功率 放大器的输出功率P 0等于集电极电流基波分量在负载R P 上的平均功率，即

P m

C m C m C R V I V P 121102121?== （1-17）

效率 功放的能量转换效率主要由集电极的效率所决定。所以常将集电极的效率视为高频功放的效率，用η表示，即

C

D

P P η=

（1-18）

功率增益功放的输出功率P0与输入功率P i之比称为功率增益，用A P（单位：dB）表示。

2 丙类射频功率放大器的电路参数值的估算

主要技术指标要求：输出功率不小于100mW，工作频率6.5MHz，效率大于80%，负载电阻R L=51Ω。

2.1 三极管的选取

三极管应满足的条件。

为了减小工作频率的变化对管子放大倍数的影响，也为了使管子的引线电感、结电容等电抗分量的影响最小，应使所选管子的f T越大越好。但限于成本和实际管子的制造水平，管子的f T与工作中心频率f S应满足下式：

f T＞2f S=13MHz （2-1）

由于电路的输入信号应为等幅、频率可变的信号，这样管耗可认为基本恒定。如输出负载网络中只有负载消耗能量，则管耗为P C=P O/η﹣P O。

对于丙类功放，效率要大于80%（如要η大，则θ必然很小，V BE反向电压将增大，管子容易损坏），如同时考虑到管子的散热情况和环境温度的变化，则所选三极管的P CM应满足下式：

P CM≥2.5P cmax≈250mW （2-2）管子散热的好坏与散热片的大小、散热方式有直接的联系。

对三极管V

的要求。在考虑到管子的二次击穿、谐波电压，以及在调（BR）CEO

试中出现的失谐情况，应有下式的限制，即

≥3V CC=36V （2-3）

V

（BR）CEO

越大越好。但在注意到功率三极管的制造结构后，为减小引理论上V

（BR）CEO

线电感和饱和压降，V（BR）CEO又不能取得太大。

对三极管I CM的要求。如考虑到输入信号的频率范围，以及电路的基本正常工作等实际情况，I CM应满足

I CM≥2I DC＝2（P O/η）/V CC=20.83mA （2-4）

不过，一般来说I CM并不是一个管子损坏的指标，因此，只要满足P CM的要求时，实际流过管子的i cmax可超过I CM。此外，I CM还与工作频率有关系，只是这一关系并不好确定。总之，式（2-4）只能作为粗略估计的关系式。

综合上述条件，查阅大功率三极管手册，可选取Q2SC1383，其指标为：

P CM ＝1W ， f T ≥50MHz ，I CM ＝1.5A V CE(sat)≤1.5V ，V (BR)CEO ≥55V ，C ob ≤40pF 2.2 确定放大器的工作状态

为获得较高的效率η及最大的输出功率P 0，将功放的工作状态选为临界状态，取导通角θ=700，因为丙类功放（θ＜900）导通角θ越小，效率越高，但是输出功率也就越小。所以要兼顾效率和输出功率两个方面，选取合适的导通角。因此，一般以700作为最佳导通角，可以兼顾到效率和输出功率两个重要指标。由（1-15）得此时集电极的等效负载电阻

R P =2

()2CC CES V V P -=661.25Ω

由（1-2）得集电极基波电流振幅

P

m C R P I 012==

0.2

17.5661.25mA = 由（1-4）得集电极电流脉冲的最大值I Cm 及其直流分量I CO ，即 I Cm =I C1m /α1（θ）=17.5/0.44=39.8mA I CO =I Cm α0（θ）= 39.8?0.25=10mA 由（1-3）得电源供给的直流功率 P D =V CC I CO =0.12W 由（1-5）得集电极的耗散功率

P C =P D -P 0=0.12-0.1=0.02W （小于P CM =1W ） 由（1-6）得集电极的效率 C

D

P P η=

=0.1/0.12=0.833=83.3％ 若设本级功率增益A P =13dB （20倍），则输入功率 P i =P O /A P =5mW

由式（1-9）得基极余弦脉冲电流的最大值（晶体管Q2SC1383的β=10） I Bm = I Cm /β=40/10=4mA 由（1-10）得基极基波电流的振幅

I B1m =I Bm α1（θ）=1.8 mA

由（1-11）得输入电压的振幅 12i

Bm B m

P V I =

=5.5V 2.3 谐振回路及耦合回路的参数估算

丙类功放的输入输出耦合回路均为高频变压器耦合方式，其输入阻抗i Z 可由式（1-14）计算，即

'1(1cos )()b b

i r Z θαθ=

-=

25

86(1cos70)0.44

o

Ω=Ω-? 若取集电极并联谐振回路的电容C=200pF ，由式（1-13）得回路电感 2

01(2)L C f π=

=

122212

1

200104 6.510

π-?????=3.0μH 若取L P1=2.0μH 、L P2=1.0μH 、L S =0.3μH 、C=200pF 。电路如图2-1所示。

图2-1 变压器耦合电路

Fig.2-1 transformer coupled circuit

2.4 基极偏置电路的参数估算

由式（1-7）可得基极直流偏置电压

cos B j Bm V V V θ=-=0.6 5.5cos70o - =-1.3V 由式（1-8）得射极电阻 B E CO

V R I =

=13Ω

取高频旁路电容C e =0.02μF 。电路如图2-2所示。

Lp2

Lp1

Ls

TX1

XFRM_LIN/CT-PRI

Q1

Q2SC1383C

200p

RL 51

OUT

图2-2 偏值电路 Fig.2-2 partial value circuit

2.5 输入电压Vin 的估算

根据前面的计算输入阻抗i Z =86Ω， 电源内阻R i =50Ω。按变压器耦合计算即：

H i

R R N N H η=21=500.886

? 式中，R H 为变压器次级接入的负载电阻，ηH 为变压器传输效率，一般ηH 取（0.75~0.85）。

11

22

N V N V = (2-5) V 2=V bm +V B =4.2V V 1=

500.8

4.286

??=2.85V 所以Vin=2.85V 。电路如图2-3所示。

IN 0

Ce 0.02u

Vin

FREQ = 6.5MEG

VAMPL = 2.8VOFF = 0TX1

Re

13

R150

Q1

Q2SC1383

Ce 0.02u

Q1

Q2SC1383

Re 13

图2-3 输入端电流

Fig.2-3 input current

2.6 旁路电路的参数估算

C 3，C 4 ，L 1分别按经验取0.01μF ，0.01μF ，47μH ，V CC 取12V 。电路如图2-4所示。

C4

0.01u

C3

0.01u

VCC

L147uH 1

2

图2-4 旁路电路

Fig.2-4 bypass circuit

根据以上初步的理论计算设计的电路，如图2-5所示。

L147uH

1

2

R150

IN Ce 0.02u

Re 13

Lp2

Lp1

Ls

TX1

XFRM_LIN/CT-PRI

VCC

C 200p

Vin

FREQ = 6.5MEG

VAMPL = 2.8VOFF = 00

V1

12Vdc

OUT

Q1

Q2SC1383

VCC

TX1

C3

0.01u

0RL 51

C4

0.01u

图2-5 丙类功率放大器电路

Fig.2-5 c class power amplifier circuit

但是需要注意的是，以上理论计算只能作为参考值，由于分布参数的影响，与实际设计值可能相差较大。 3 丙类功率放大器的优化设计

匹配网络介于晶体管和负载之间，在丙类功率放大器电路中的作用非常重要，具有滤除高次谐波从而抑制不需要的信号或外界干扰信号。 3.1 利用PSPICE 对匹配电路进行优化（根据贾新章等[8]的著作） 3.1.1 输入匹配网络仿真

根据前面的计算输入阻抗i Z =86Ω， 设电源内阻R i =50Ω。按变压器耦合计算R i /Z i =L 1/L 2，取L 1为50μH ，L 2为86μH 。 并用交流扫描验证是否匹配，即V 1/I （Ri ）是否为50Ω。电路如图3-1所示。

1TX1

V Vin

FREQ = 6.5MEG

VAMPL = 2V VOFF = 0Ri 50

R186

图3-1 输入匹配电路

Fig.3-1 input matching circuit

3.1.1.1 用PSPICE 仿真，首先交流仿真：

运行仿真程序，放置电压探针在Ri 端。仿真结果如图3-2，由图可以看出仿真波形在6.5MHz 达到最大。

Frequency

1.0KHz

3.0KHz 10KHz 30KHz 100KHz 300KHz 1.0MHz 3.0MHz 10MHz

V(R1:2)

0V 200mV

400mV

600mV

800mV

图3-2 交流仿真波形 图3-3 V 1/I （Ri ）的输出波形

Fig.3-2 communication simulation waveform Fig.3-3 output waveform of V 1/I （Ri ）

并用交流扫描验证是否匹配，图3-3为V 1/I （Ri ）的输出波形。由图可以看出当频率为6.5MHz 时，V 1/I （Ri ）的值为50Ω。由此可推出输入阻抗是匹配的。 3.1.1.2 瞬态分析

仿真结果如图3-4，由图可以看出

取L 1=50μH ，L 2=86μH 时，符合设计要求。

Frequency

1.0KHz 3.0KHz

10KHz 30KHz 100KHz 300KHz 1.0MHz 3.0MHz 10MHz

V(1)/ I(R3)

10

20

30

40

50

-0.0V

0.5V 1.0V

1.5V

图3-4 瞬态输出波形

Fig.3-4 transient output waveform

3.1.2 输出匹配网络仿真

根据前面的计算集电极等效负载电阻R p =661.25Ω，由于丙类射频功率放大器的后面接的是天线要求负载电阻R L =51Ω。由前面对变压器耦合参数的计算得L P1=2.0μH 、L P2=1.0μH 、L S =0.3μH 、C=200pF 。并用交流扫描验证是否匹配，即V 3/I （R p ）是否为661.25Ω。电路如图3-5所示。

RL 51

Lp2

Lp1

Ls

TX1

XFRM_LIN/CT-PRI

C 200p

VCC

V3

FREQ = 6.5MEG

VAMPL = 2V

VOFF = 00

Rq 661.25

V2

12Vdc

VCC

图3-5 输出匹配电路

Fig.3-5 output matching circuit

3.1.2.1 交流分析：

根据前面计算值L P1=2.0μH 、L P2=1.0μH 、L S =0.3μH 、C=200pF 。进行交流分析得：

300mV

200mV

100mV

0V

1.0KHz10KHz100KHz 1.0MHz10MHz100MHz

V(RL:2)

Frequency

图3-6 交流仿真输出

Fig.3-6 communication simulation output

由图3-6所示它的中心频率为4.62MHz，取L P1=2.0μH、L P2=1.0μH、L S=0.3μH、C=200pF这组理论值时和实际相差很大。所以要修改L P1，L P2，L S，C的值。

当取L P1=1.4μH、L P2=0.4μH、L S=1.2μH、C=200pF时，进行交流分析得：

150mV

100mV

50mV

0V

1.0KHz10KHz100KHz 1.0MHz10MHz100MHz

V(RL:2)

Frequency

图3-7 交流仿真输出

Fig.3-7 communication simulation output

由图3-7可以看出他的中心频率为6.54MHz，并用交流扫描验证是否匹配。图3-8为V3/I（R p）的输出波形，由图所示，当频率为6.5MHz时，V3/I（R p）的值为705.5Ω。由此可推出输出阻抗基本上是匹配的。

Frequency

1.0KHz

10KHz 100KHz

1.0MHz 10MHz 100MHz

V1(V3) / I(Rq)

660670

680

690

700

710

图3-8 V 3/I （R p ）的波形 Fig.3-8 waveform of V 3/I （R p ）

3.1.2.2 瞬态分析：

由图3-9可以看出输出电压波形几乎没有失真，所以取L P1=1.4μH 、L P2=0.4μH 、L S =1.2μH 、C=200pF 时，符合设计要求。

图3-9 瞬态输出波形

Fig.3-9 transient output

waveform

3.2 利用PSPICE 对整体电路进行优化

Time

9.0us 9.1us

9.2us

9.3us

9.4us

9.5us 9.6us

9.7us

9.8us

9.9us

10.0us

V(R1:2)

-200mV

-100mV

0V

100mV

200mV

Q1

Q2SC1383

L147uH

1

2

C 200p

Re 13

0R150

Vin

FREQ = 6.5MEG

VAMPL = 2V VOFF = 0Ce 0.02u

VCC

IN 0

VCC

OUT

RL 51

Lp2

Lp1

Ls

TX1

XFRM_LIN/CT-PRI

V1

12Vdc

C3

0.01u

TX1

C4

0.01u

图3-10 丙类功放电路

Fig.3-10 c class power amplifier circuit

经过以上对输入输出匹配网络的仿真分析和优化后，得出完整的电路如图3-10所示，其中输入端变压器L1=50μH 、L2=86μH ；输出端变压器L P1=1.4μH 、L P2=0.4μH 、L S =1.2μH 、C=200pF 。

建立仿真参数设置文件new simulation profile ，选瞬态响应分析Time Domain ( Transient Analysis)。设start saving data 为400ns ，run to 为1000ns (观察4个周期)，观察电路特性，此时集电极电流为余弦脉冲如图3-11所示。由图可以看出功放的集电极电流带有明显的下凹，说明功放工作在过压状态。测得Icmax ≈223.09mA ，Ic1m ≈102.1mA ，Ico ≈62.4mA ，Vcm ≈9.48V ,计算得P 0≈383.96mW ， P D ≈748.8mW ，η≈65%。仿真结果与理论计算相比，相差较大不太满足设计要求。

Time

400ns

500ns 600ns 700ns 800ns 900ns 1000ns

IC(Q2)

-50mA

0A

50mA

100mA

150mA 200mA 250mA

图3-11 集电极电流Icmax 图3-12集电极电流频谱

Frequency

0Hz

50MHz 100MHz 150MHz 200MHz 250MHz 300MHz 350MHz 400MHz 450MHz

IC(Q2)

0A

20mA

40mA

60mA

80mA

100mA

120mA

Fig.3-11 collector current Icmax Fig.3-12 collector current spectrum

由图3-10的电路进行瞬态分析，输出波形如下：

Time

400ns

500ns

600ns

700ns 800ns

900ns

1000ns

V(RL:2)

-10V -5V

0V

5V

10V

图3-13 瞬态输出 图3-14 瞬态输出

Fig.3-13 transient output Fig.3-14 transient output

由图3-13可以看出所设计的功放输出的电压波形失真较小，但是有明显下凹。经分析是由于功放工作在过压状态所引起的。由图3-14可以看出功放输出的电压波形不是很稳定，呈现出包络，所以需要进一步优化电路，修改参数。

利用PSPICE 重复3.1.1和3.1.2小节的步骤进行进一步的优化电路，优化后的电路如图3-15。最佳参数L 1=50μH 、L 2=86μH ；L p1=1.4μH 、L p2=0.4μH 、L S =1.4μH ；V CC =6V 。

Ce 0.02u

OUT

Re 20

V1

6V

Lp2

Lp1

Ls

TX2

XFRM_LIN/CT-PRI

Vi

FREQ = 6.5MEG

VAMPL = 1.5V VOFF = 0C4

0.01u

L147uH

1

2

TX1

C

200p

RL 51

0VCC

IN VCC

Ri 50

Q2

Q2SC1383

C3

0.01u

图3-15 丙类功率放大器电路

Fig.3-15 c class power amplifier circuit

建立仿真参数设置文件new simulation profile ，选瞬态响应分析Time

Time

0s 2us 4us 6us 8us 10us 12us 14us 16us

V(RL:2)

-10V

-5V

0V

5V

10V

15V

Domain ( Transient Analysis)。设start saving data 为400ns ，run to 为1000ns(观察4个周期)，此时集电极电流为余弦脉冲如图3-16所示。测得Icmax ≈90.11mA ，Ic1m ≈38.5mA ，Ico ≈20.8mA ，Vcm ≈5.21V ，计算得P 0≈100.29mW ，P D ≈124.8mW ，η≈80.36%，仿真结果与理论计算相比，误差较小且满足设计要求。

Time

400ns

500ns 600ns 700ns 800ns 900ns 1000ns

IC(Q2)

-20mA

0A

20mA

40mA

60mA

80mA

100mA

Frequency

0Hz

50MHz 100MHz 150MHz 200MHz 250MHz 300MHz 350MHz 400MHz 450MHz

IC(Q2)

0A

10mA

20mA

30mA

40mA

图3-16 集电极电流Icmax 图3-17 集电极电流频谱

Fig.3-16 collector current Icmax Fig.3-17 collector current spectrum

Time

400ns

500ns 600ns 700ns 800ns 900ns 1000ns

V(RL:2)

-6.0V

-4.0V

-2.0V

0V

2.0V

4.0V

6.0V

图3-18 输出电压波形 图3-19 输出电压波形 Fig.3-18 output voltage waveform Fig.3-19 output voltage waveform

由图3-18可以看出所设计的功放输出的电压波形几乎没有失真，由图3-19可以看出功放输出的电压波形很稳定，经再次修改参数，优化电路后接近了技术指标，基本满足设计要求。

Time

0s 2us 4us 6us 8us 10us 12us 14us 16us

V(RL:2)

-6.0V

-4.0V

-2.0V

0V

2.0V

4.0V

6.0V

4 结论

谐振功率放大器采用匹配网络作为负载回路，匹配网络介于晶体管和负载之间，在丙类功率放大器电路中的作用非常重要，具有滤除高次谐波从而抑制不需要的信号或外界干扰信号。

此次论文主要完成了对丙类谐振式功率放大器电路参数的估算，并利用PSPICE软件，基于电路的估算参数精确模拟分析，再根据分析结果对电路进行针对性的修改，直至达到设计要求。

在设计丙类谐振功率放大器时，分析丙类功率放大器核心部件——晶体管、丙类功率放大器基本电路和工作原理。由局部到整体，由理论到软件仿真。从仿真后的波形可以看出功放输出的电压波形很稳定，基本满足设计要求。

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Optimum Design and simulation of

Class -C Power amplifier

Abstract: C class resonance power amplifier is used in wireless transmitting parts, it is generally used for the last stage amplifier, the signal have greater power and higher efficiency. This paper first discussing the performance index of the C class resonant power amplifier circuit ,and using a PSPICE to estimating the circuit accuratly, then adjusting the parameters of the circuit, Achieving a higher-mode harmonic wave filter which can decrease outside band interference index .

keywords:class-c resonance amplifier；performance index；PSPICE optimization design