单级PFC反激变压器计算
Choose TDK EF20 Magnetic Core Minimum AP Required
APmin 0.084mm 4=
Primary to sencondary turns ratio N 2.406
=
Primary inductance Lp 811.434μH =
Transformer Calculations RMS Secondary Current
Irmss 0.597A =
Peak Secondary current Ipks 1.963A =RMS Primary Current Primary inductance: Lp=800uH Vcc supply winding: Nvcc=20Ts φ 0.2mm*1Secondary winding: Ns=34Ts φ 0.3mm*1Primary winding: Np=82Ts φ 0.2mm*1
Finally Parameters Ws 0.308mm =
Nvcc 19.189=
Secondary turns wire diameter
Ns 34.114=
Primary turns wire diameter Wp 0.195mm =
Np 82.086=Bmax 2800gauss :=Ae 31mm
2:=Pout 10.23
W =Pout Vo Io
?:=Maximum Input Peak Voltage Vpkmax 374.767V
=Minimum Input Peak Voltage Vpkmin 116.208V =Preliminary calculations
Vr 77V :=fswmin 65kHz :=η0.9:=Vf 1V :=Io 0.33A :=Vo 31V
:=FL 60Hz :=Vacmax 265V :=Vacmin
85V
:=Given input and output parameters Transformer design using BCD AP1661
Irmsp 0.239A =
Peak Primary Current Ipkp 0.878A =
F3Kv ()0.184
=
F2Kv ()0.223=F1Kv ()0.3=Peak to reflected Voltage Ratio Kv 1.509=Maximum Input Power Pin 11.367W =Maximum Output Power
油浸电力变压器设计手册-沈阳变压器(1999) 6负载损耗计算
目录 1 概述SB-007.6 第 1 页 2 绕组导线电阻损耗（P R）计算SB-007.6 第 1 页 3 绕组附加损耗（P f）计算SB-007.6 第1页3.1 层式绕组的附加损耗系数（K f %）SB-007.6 第 1 页3.2 饼式绕组的附加损耗系数（K f %）SB-007.6 第 2 页3.3 导线中涡流损耗系数（K w %）计算SB-007.6 第 2 页 3.3.1 双绕组运行方式的最大纵向漏磁通密度（B m）计算SB-007.6 第 2 页3.3.2 降压三绕组变压器联合运行方式的最大纵向漏磁通密度（B m）计算SB-007.6 第 3 页 SB-007.6 第3 页3.3.3 升压三绕组（或高-低-高双绕组）变压器联合运行方式的最大纵向漏 磁通密度（B m）计算 3.3.4 双绕组运行方式的涡流损耗系数（K w %）简便计算SB-007.6 第4 页3.4 环流损耗系数（K C %）计算SB-007.6 第 4 页3. 4.1 连续式绕组的环流损耗系数（K C %）计算SB-007.6 第4 页3.4.2 载流单螺旋―242‖换位的绕组环流损耗系数（K C1 %）计算SB-007.6 第5 页 SB-007.6 第5 页3.4.3 非载流(处在漏磁场中间)单螺旋―242‖换位的绕组环流损耗系数 （K C2 %）计算 3.4.4 载流双螺旋―交叉‖换位的绕组环流损耗系数(K C1 %)计算SB-007.6 第6 页 SB-007.6 第7 页3.4.5 非载流(处在漏磁场中间)双螺旋―交叉‖ 换位的绕组环流损耗 系数（K C2 %）计算 4引线损耗（P y）计算SB-007.6 第7 页5杂散损耗（P ZS）计算SB-007.6 第8 页5.1小型变压器的杂散损耗（P Z S）计算SB-007.6 第8 页5.2中大型变压器的杂散损耗（P Z S）计算SB-007.6 第9 页5.3 特大型变压器的杂散损耗（P Z S）计算SB-007.6 第10 页
反激变压器计算实例
反激变压器计算实例 The Standardization Office was revised on the afternoon of December 13, 2020
技术要求：输入电压Vin：90-253Vac 输出电压Vo： 输出电流Io：6A 输出功率Po：166W 效率η： 输入功率Pin：195W 一、输入滤波电容计算过程： 上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压Vdc为115V，则从上图可以得到: Vpk=90*=127V Vmin=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V 将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低（Vpk-Vmin）V。 Idc*T3=C*△V 其中： △V=Vpk-Vmin=127-103=24V
关键部分在T3的计算，T3=t1+t2，t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz 的交流来说，t1=5mS，然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为 Vx=Vpksinθx，根据已知条件，Vx=103V，Vpk=127V，可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms/180=3mS， T3=t1+t2=8mS。 C=*8/24==570uF 二、变压器的设计过程 变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。 对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH，Bmax≥ 1）DCM变压器设计过程： 开关频率选择80K，最大占空比选择，全范围DCM，则在最低输入电压Vdc下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式， Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)， 从而计算反射电压为Vor=95V 匝比 n=Vor/(Vo+Vf)= Vf为整流二极管压降 计算初级匝数 计算副边匝数 Ns=Np/n=，选择7匝，
经验谈写给新手的反激变压器KRP详解
反激变压器的优点自是不必多说，很多新手都通过反激电源的制作来熟悉电源设计，目前网络上关于反激变压器的学习资料五花八门且比较零散，本文就将对反激变压器的设计进行从头到尾的梳理，将零散的知识进行整合，并配上相应的分析，帮助大家尽快掌握。 今天将进行一个较为完整的分析，KRP作为反激变压器中的灵魂参数，该如何对其进行取舍，值得我们深入探讨。 首先先对文章当中的将要提到的一些名词进行解释。 工作模式：即电感电流工作状态，一般分DCM、CCM、BCM三种(定性分析)。 KRP：描述电感电流工作状态的一个量(定量计算)； KRP定义：
KRP的意义：只要原边电感电流处于连续状态，都称之为CCM模式。而深度CCM模式(较小纹波电流)与浅度CCM模式(较大纹波电流)相比较，电感量相差好几倍，而浅度CCM模式与BCM、DCM模式的各种性能、特点可能更为相似。显然需要一个合适的参数来描述所有电感电流的工作状态。通过设置KRP值，可以把变压器的电感电流状态与磁性材料、环路特性等紧密联系起来。我们也可以更加合理的评估产品设计方案，例如：KRP较大时(特别是DCM模式)，磁芯损耗一般较大(NP较小)，气隙较小(无气隙要求，仅满足LP值)，LP较小，漏感会较大，纹波电流较大(电流有效值较高)； KRP较小时(特别是深度CCM模式)，磁芯损耗一般较小(NP较大)，气隙较大(有气隙要求，平衡直流磁通)，LP较大，漏感会较小，纹波电流较小(电流有效值较低)； 注：KRP较小时，气隙也是可以做到较小，但这需要更大的磁芯和技巧； KRP较大时，磁芯损耗也是可以做的较小，但这同样需要更大的磁芯和技巧； 这里说一点题外话，大部分人通常认为，相同磁芯、开关频率，DMAX，DCM模式比CCM模式下的输出功率更大；其实这是不完全对的(至少不符合实际,因为需要限制DMAX，导致空载容易异常)，原因在于DCM模式下磁芯损耗会超出你的想象(电应力也会如此)；DCM模式下，如果想大幅度降低
电力变压器容量的计算方法 电力变压器容量规格0kva
电力变压器容量的计算方法电力变压器容量规 格0kva 电力变压器容量的计算方法 变压器容量选择的计算，按照常规的计算方法：是小区住宅用户的设计总容量，就是一户一户的容量的总和，又因为住宅用电是单相，我们需要将这个数转换成三相四线用电，那么，相电流跟线电流的关系就是根号3的问题，也就是就这个单相功率的总和除于，变换为三相四线的功率。 比如现在有一个小区，200户住宅，每户6-8KW用电量，一户一户的总和是1400÷ ≈808KW，这个数是小区所有电器同时使用时的最大功率。但是，实际使用时，这种情况是不会发生的。那么，就产生了一个叫同时用电率，一般选择70-80%，这是根据小区的用户结构特征所决定的。一般来说，变压器的经济运行值为75%。那么，我们可以将这二个值抵消，就按照这个功率求变压器的容量。所以，这个变压器的容量就是合计的总功率 1400÷≈808KW。根据居民用电的情况，功率因数一般在，视在功率Sp = P÷ =808/ ≈951KVA 。 还可以这么计算，先把总功率1400分成三条线的使用功率，就是单相功率，1400÷3=467KW；然后，把这个单相用电转换成三相用电，即467× ≈808KW, 再除于功率因数也≈951KVA。
按照这个数据套变压器的标准容量，建议选择二台变压器；总容量为945KVA，一台630KVA的，另一台315KVA的，在实际施工过程中还可以分批投入使用。如果考虑到今后的发展，也可以选择二台500KVA的变压器，或者直接选择一台1000KVA的变压器。 10KV/的电压，1KVA变压器容量，额定输入输出电流如何计算： 我们知道变压器的功率KVA是表示视在功率，计算三相交流电流时无需再计算功率因数，因此，Sp=√3×U×I ，那么，I低=Sp/√3/=1/≈ 也就是说1KVA变压器容量的额定输出电流为，根据变压器的有效率，和能耗比的不同而选择大概范围。高压10KV 输入到变压器的满载时的额定电流大约为；I 高=Sp/√3/10=1/≈ 也就是说1KVA容量的变压器高压额定输入电流为。
反激变压器的详细公式的计算
单端反激开关电源变压器设计 单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。 1、已知的参数 这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压V mos。 2、计算 在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。反激电压由下式确定： V f=V Mos-V inDCMax-150V 反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。 N p/N s=V f/V out 另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式： V inDCMin?D Max=V f?(1-D Max) 设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为I p1，当开关管关断时，原边电流上升到I p2。若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式： 1/2?(I p1+I p2)?D Max?V inDCMin=P out/η 一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1 这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量： L p= D Max?V inDCMin/f s?ΔI p 对于连续模式，ΔI p=I p2-I p1=2I p1；对于断续模式，ΔI p=I p2 。 可由A w A e法求出所要铁芯： A w A e=(L p?I p22?104/ B w?K0?K j)1.14 在上式中，A w为磁芯窗口面积，单位为cm2 A e为磁芯截面积，单位为cm2 L p为原边电感量，单位为H I p2为原边峰值电流，单位为A B w为磁芯工作磁感应强度，单位为T K0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4 K j为电流密度系数，一般取395A/cm2 根据求得的A w A e值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯
反激变压器设计实例(二)
反激变压器设计实例（二） 目录 反激变压器设计实例（二） (1) 导论 (1) 一．自跟踪电压抑制 (2) 2. 反激变换器“缓冲”电路 (4) 3. 选择反击变换器功率元件 (5) 3.1 输入整流器和电容器 (5) 3.2 原边开关晶体管 (5) 3.3 副边整流二极管 (5) 3.4 输出电容 (6) 4. 电路搭接和输出结果 (6) 总结 (7) 导论 前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来，这里整个反激电路最核心的部件已经确定，我们可以利用saber建立电路拓扑，由saber得出最初的输出参数结果。首先进行开环控制，输出电容随便输出一个值（由于C1作为输出储能单元，其容值估算应考虑到输出的伏秒，也有人用1~2uF/W进行大概估算），这里选取1000uF作为输出电容。初始设计中的输出要求12V/3A，故负载选择4欧姆电阻，对于5V/10A的输出，通过调节负载和占空比可以达到。由实际测量可得，1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/匝和2.6mΩ/匝，寄生电感通常为5%，由于副边匝数较少，可不考虑寄生电感，所以原边寄生电感为27uH，电阻为11.57mΩ，最终结果如图1所示。
图1.反激电路主拓扑 图2.开关管电压、输出电压、输出电流 首先由输出情况可以看出，变压器的设计还是满足要求的。查看图2中开关管电压曲线可以看出，其开关应力过高，不做处理会导致开关管导通瞬间由于高压而击穿。 在反激变换器中，有两个主要原因会引起高开关应力。这两个原因都与晶体管自带感性负载关断特性有关。最明显的影响是由于变压器漏感的存在，集电极电压在关断边沿会产生过电压。其次，不是很明显的影响是如果没有采用负载线整形技术，开关关断期间会出现很高的二次测击穿应力。 一．自跟踪电压抑制 当警惕管所在电路中带感性或变压器负载，在晶体管关断时，由于有能量存储在电感或变压器漏感的磁场中，在其集电极将会产生高压。 在反激变换器中，储存在变压器中的大部分能量在反激期间将会传递到副边。可是由于漏感的存在，在反激期间开始时，除非采用一定形式的电压抑制，集电极电压会有增加的趋势。在图3中，变压器漏感、输出电容电感和副边电路的回路电感集中为L TL，并折算到变压器原边与原边主电感L p相串联。 考虑在关断后紧接着导通这个动作，在此期间T1原边绕组中已建立电流。当晶体管Q关断
变压器详细计算开关电源3
二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b). 图一 图二(a)
当Q1 存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为: ip(t)=ip(0)+1/Lp*∫0DT Vdc*dt Vdc=Lp*dip/dt 此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw. 3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).
图三(a) 当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为?B 并没有相对的改变.当?B 向负的方向改变时(即从Bw 降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co 和负载上. 此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf 为二极管D1的压降). 次级线圈电流:is(t)=is(DT)-1/Ls*∫DT T V S (t)*dt Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls 为次级线圈电感量) 由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).
三.CCM模式下反激变压器设计的步骤 1.确定电源规格. 1).输入电压范围Vin=85—265Vac; 2).输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 3).变压器的效率?=0.90 2.工作频率和最大占空比确定. 取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us. 3.计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n). 最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V). 根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+V f)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+V f)*(1-Dmax)] n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.64 4.变压器初级峰值电流的计算. 设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W +12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W 变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.4 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/?1
反激变压器设计实例(二)
反激变压器设计实例(二)
反激变压器设计实例（二） 目录 反激变压器设计实例（二） (2) 导论 (2) 一．自跟踪电压抑制 (4) 2. 反激变换器“缓冲”电路 (8) 3. 选择反击变换器功率元件 (10) 3.1 输入整流器和电容器 (11) 3.2 原边开关晶体管 (11) 3.3 副边整流二极管 (12) 3.4 输出电容 (13) 4. 电路搭接和输出结果 (14) 总结 (15) 导论 前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来，这里整个反激电路最核心的部件
已经确定，我们可以利用saber建立电路拓扑，由saber得出最初的输出参数结果。首先进行开环控制，输出电容随便输出一个值（由于C1作为输出储能单元，其容值估算应考虑到输出的伏秒，也有人用1~2uF/W进行大概估算），这里选取1000uF作为输出电容。初始设计中的输出要求12V/3A，故负载选择4欧姆电阻，对于5V/10A 的输出，通过调节负载和占空比可以达到。由实际测量可得，1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/匝和2.6mΩ/匝，寄生电感通常为5%，由于副边匝数较少，可不考虑寄生电感，所以原边寄生电感为27uH，电阻为11.57mΩ，最终结果如图1所示。 图1.反激电路主拓扑
图2.开关管电压、输出电压、输出电流 首先由输出情况可以看出，变压器的设计还是满足要求的。查看图2中开关管电压曲线可以看出，其开关应力过高，不做处理会导致开关管导通瞬间由于高压而击穿。 在反激变换器中，有两个主要原因会引起高开关应力。这两个原因都与晶体管自带感性负载关断特性有关。最明显的影响是由于变压器漏感的存在，集电极电压在关断边沿会产生过电压。其次，不是很明显的影响是如果没有采用负载线整形技术，开关关断期间会出现很高的二次测击穿应力。 一．自跟踪电压抑制 当警惕管所在电路中带感性或变压器负载，
反激式开关电源变压器是这么计算的
反激式开关电源变压器是这么计算的 于法拉弟电磁感应定律,这个定律是在一个铁心中，当磁通变化的时候， 其会产生一个感应电压，这个感应电压=磁通的变化量/时间T 再乘以匝数比,把 磁通变化量换成磁感应强度的变化量乘以其面积就可以推出上式来，NP=90*4.7 微秒/32 平方毫米*0.15,得到88 匝0.15 是选取的值，算了匝数，再确定线径， 一般来说电流越大线越热，所以需要的导线就越粗，需要的线径由有效值来 确定，而不是平均值。上面已经算得了有效值，所以就来选线，用0.25 的线就 可以，用0.25 的线，其面积是0.049 平方毫米，电流是0.2 安，所以其电流密度是4.08，一般选定电流密度是4 到10 安第平方毫米。若是电流很大，最好 采用两股或是两股以上的线并绕，因为高频电流有趋效应，这样可以比较好。 第六步，确定次级绕组的参数、圈数和线径。 原边感应电压，就是一个放电电压，原边就是以这个电压放电给副边的， 看上边的图，因为副边输出电太为5V，加上肖特基管的压降，就有5.6V，原 边以80V 的电压放电，副边以5.6V 的电压放电，那么匝数是多少呢？当然其遵守变压器那个匝数和电压成正比的规律，所以副边电压=NS*(UO+UF) /VOR，其中UF 为肖特基管压降，这个副边匝数等于88*5.6/80，得6.16,整取6 匝，再算副边的线径，当然也就要算出副边的有效值电流，下图是副边电流 的波形，有突起的时间是1-D，没有突起的是D，刚好和原边相反，但其KRP 的值和原边相同，这个峰值电流就是原边峰值电流乘以其匝数比，要比原 边峰值电流大数倍。 第七步，确定反馈绕组的参数。 反馈是反激的电压，其电压是取自输出级的，所以反馈电压是稳定的，TOP
反激变压器设计步骤及变压器匝数计算
1. 确定电源规格. 输入电压范围Vin=85 —265Vac; 输出电压/ 负载电 流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 变压器的效率?=0.90 2. 工作频率和最大占空比确定. 取: 工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us. 3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n). 最低输入电压Vin(min)=85* “2-20=100Vdc( 取低频纹波为20V). 根据伏特- 秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)] n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.64 4. 变压器初级峰值电流的计算. 设+5V输岀电流的过流点为120%;+5v 和+12v整流二极管的正向压降均为 1.0V. +5V 输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W +12V 输岀功率 Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W 变压器次级输岀总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ Ip1=2*Pout/[?(1+k)*Vin(min)*Dmax] =2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45] =3.00A Ip2=0.4*Ip1=1.20A 5. 变压器初级电感量的计算. 由式子Vdc=Lp*dip/dt, 得: Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2] =100*4.5/[3.00-1.20] =250uH 6. 变压器铁芯的选择. 根据式子Aw*Ae=P t*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?], 其中: Pt( 变压器的标称输岀功率)= Pout=85W Ko( 窗口的铜填充系数)=0.4 Kc( 磁芯填充系数)=1( 对于铁氧体), 变压器磁通密度Bm=1500 Gs j( 电流密度): j=5A/mm2; Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]
单端反激变压器设计简单计算
实例讲解电源高频变压器的设计方法开关电源高频变压器设计高频变压器是电源设计过程中的难点， 下面以反馈式电流不连续电源高频变压器为例， 向大家介绍一种电源高频变压器的设计方法。 设计目标： 电源输入交流电压在180V~260V之间，频率为50Hz， 输出电压为直流5V、14A，功率为70W，电源工作频率为30KHz。 设计步骤： 1、计算高频变压器初级峰值电流Ipp 由于是电流不连续性电源，当功率管导通时，电流会达到峰值，此值等于功率管的峰值电流。 由电感的电流和电压关系V=L*di/dt 可知： 输入电压：Vin(min)=Lp*Ipp/Tc 取1/Tc=f/Dmax， 则上式为： Vin(min)=Lp*Ipp*f/Dmax 其中： V in：直流输入电压，V Lp：高频变压器初级电感值，mH Ipp：变压器初级峰值电流，A Dmax：最大工作周期系数 f：电源工作频率，kHz 在电流不连续电源中，输出功率等于在工作频率下的每个周期内储存的能量，其为：Pout=1/2*Lp*Ipp2*f 将其与电感电压相除可得： Pout/Vin(min)=Lp*Ipp2*f*Dmax/(2*Lp*Ipp*f) 由此可得：Ipp=Ic=2*Pout/(Vin(min)*Dmax) 其中：Vin(min)=1.4*Vacin(min)-20V(直流涟波及二极管压降)=232V， 取最大工作周期系数Dmax=0.45。则： Ipp=Ic=2*Pout/(Vin(min)*Dmax)=2*70/(232*0.45)=1.34A 当功率管导通时，集极要能承受此电流。 2、求最小工作周期系数Dmin 在反馈式电流不连续电源中， 工作周期系数的大小由输入电压决定。 Dmin=Dmax/[(1-Dmax)*k+Dmax] 其中：k=Vin(max)/Vin(min) Vin(max)=260V*1.4-0V(直流涟波)=364V， 若允许10%误差，Vin(max)=400V。 Vin(min)=232V， 若允许7%误差，Vin(min)=216V。 由此可得： k=Vin(max)/Vin(min)=400/216=1.85 Dmin=Dmax/[(1-Dmax)*k+Dmax]=0.45/[(1-0.45)*1.85+0.45]=0.31 因此，当电源的输入直流电压在216V~400V之间时，
电力变压器的继电保护整定值计算
电力变压器的继电保护整定值计算 一．电力变压器的继电保护配置 注1：①当带时限的过电流保护不能满足灵敏性要求时，应采用低电压闭锁的 带时限的过电流保护。 ②当利用高压侧过电流保护及低压侧出线断路器保护不能满足灵敏性要求时，应装 设变压器中性线上的零序过电流保护。
③低压电压为230/400V的变压器，当低压侧出线断路器带有过负荷保护时，可不装 设专用的过负荷保护。 ④密闭油浸变压器装设压力保护。 ⑤干式变压器均应装设温度保护。 注2：电力变压器配置保护的说明 （1）配置保护变压器内部各种故障的瓦斯保护，其中轻瓦斯保护瞬时动作发出信号，重瓦斯保护瞬时动作发出跳闸脉冲跳开所连断路器。 （2）配置保护变压器绕组和引线多相短路故障及绕组匝间短路故障的纵联差动保护或者电流速断保护，瞬时动作跳开所连断路器。 （3）配置保护变压器外部相间短路故障引起的过电流保护或复合电压启动过电流保护。 （4）配置防止变压器长时间的过负荷保护，一般带时限动作发出信号。 （5）配置防止变压器温度升高或冷却系统故障的保护，一般根据变压器标准规定，动作后发出信号或作用于跳闸。 （6）对于110kV级以上中性点直接接地的电网，要根据变压器中性点接地运行的具体情况和变压器的绝缘情况装设零序电流保护或零序电压保护，一般带时限动作 作用于跳闸。 注3：过流保护和速断保护的作用及范围 ①过流保护：可作为本线路的主保护或后备保护以及相邻线路的后备 保护。它是按照躲过最大负荷电流整定，动作时限按阶段原则选择。 ②速断保护：分为无时限和带时限两种。 a.无时限电流速断保护装置是按照故障电流整定的，线路有故障时，它能瞬时动作， 其保护范围不能超出本线路末端，因此只能保护线路的一部分。 b.带时限电流速断保护装置，当线路采用无时限保护没有保护范围时，为使线路全长 都能得到快速保护，常常采用略带时限的电流速断与下级无时限电流速断保护相配 合，其保护范围不仅包括整个线路，而且深入相邻线路的第一级保护区，但不保护 整个相邻线路，其动作时限比相邻线路的无时限速断保护大一个时间级。 二．电力变压器的继电保护整定值计算 ■计算公式中所涉及到的符号说明 在继电保护整定计算中，一般要考虑电力系统的最大与最小运行方式。 最大运行方式—是指在被保护对象末端短路时，系统等值阻抗最小，通过保护装置的 短路电流为最大的运行方式。 最小运行方式—是指在上述同样短路情况下，系统等值阻抗最大，通过保护装置的 短路电流为最小的运行方式。
反激变压器计算实例.docx
技术要求：输入电压Vin : 90-253Vac 输出电压Vo：27.6V 输出电流Io: 6A 输出功率Po: 166W 效率η: 0.85 输入功率Pin：195W 一、输入滤波电容计算过程： 上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压VdC 为115V，则从上图可以得到： Vpk=90*1.414=127V Vmi n=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V 将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放 电，电容电压降低(VPk-Vmin)V O ldc*T3=C* △ V 其中： △ V=VPk-Vmi n=127-103=24V 关键部分在T3的计算，T3=t1+t2 , t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz的交流来说，t1=5mS,然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为 VX=VPkSin θX,根据已知条件，Vx=103V , Vpk=127V ,可以得到θx=54度，所以 t2=54*10ms∕180=3mS , T3=t1+t2=8mS。 C=1.7*8∕24=0.57mF=570uF 二、变压器的设计过程 变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。 对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。磁芯的参数如下： AE=190mm2,AL=4300nH, Bmax≥0.32T 1) DCM变压器设计过程： 开关频率选择80K,最大占空比选择0.48,全范围DCM,则在最低输入电压VdC下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式， Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax),
反激变压器设计步骤及变压器匝数计算教学内容
反激变压器设计步骤及变压器匝数计算
1. 确定电源规格. .输入电压范围Vin=85—265Vac; .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; .变压器的效率?=0.90 2. 工作频率和最大占空比确定. 取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us. 3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n). 最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V). 根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)] n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.64 4. 变压器初级峰值电流的计算. 设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W +12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W 变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ Ip1=2*Pout/[?(1+k)*Vin(min)*Dm ax] =2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45] =3.00A
开关电源反激式变压器计算公式与方法
开关电源反激式变压器计算公式与方法 公司标准化编码 [QQX96QT-XQQB89Q8-NQQJ6Q8-MQM9N]
原边电感量：Lp =(Dmax * Vindcmin)/ (fs * ΔIp) 开关管耐压：Vmos =Vindcmax+开关管耐压裕量(一般用150V)+Vf *反激电压(Vf)的计算: Vindcmin * Dmax = Vf *（1- Dmax） 原边与副边的匝比：Np / Ns = Vf / Vout 原边与副边的匝比：Np / Ns = (Vdcmin * Dmax)/ [Vout * (1-Dmax)] 原边电流：[1/2 * （Ip1 + Ip2）] * Dmax * Vindcmin = Pout / η 磁芯：AwAe = (Lp * Ip2^2 * 10^4 / Bw * Ko * Kj) * 原边匝数：Np = (Lp * Ip^2 * 10^4 )/ (Bw * Ae) 气隙：lg = π * Np^2 * Ae * 10^-8 / Lp Lp:原边电感量, 单位：H Vindcmin:输入直流最小电压,单位：V Dmax:最大占空比: 取值~ Fs:开关频率 (或周期T),单位：Hz ΔIp:原边电流变化量,单位：A Vmos:开关管耐压，单位：V Vf:反激电压：即副边反射电压，单位：V Np:原边匝数,单位：T) Ns:副边匝数,单位：T) Vout:副边输出电压,单位：V η:变压器的工作效率 Ae:磁芯截面积,单位：cm2 Ip2:原边峰值电流，单位：A Bw:磁芯工作磁感应强度，单位：T 取值~ Ko:窗口有效用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为～ Kj:电流密度系数，一般取395A/ cm2(或取500A/cm2) Lg:气隙长度，单位：cm 变压器的亿裕量一般取150V 什么是反激电压假定原副边的匝比为n，在原边开关管截止时，开关管的高压端电压为 Vin(dc)+nVo, nVo即为反激到原边的电压。在反激电源的工作原理中，原边开关管截止时，变压器能量传递，次级二极管导通，次级绕组两端的电压，会“折射”到原边（用同名端对电位），叠加在开关管高压端。同理当原边开关管导通时，次级二极管是截止的，二极管上的电压除了输出电压Vo,还有原边“折射”过来的电压Vin(dc)/n，及Vo+[Vin(dc)/n,].。所以，匝比的设计，除了影响占空比，也影响着原边开关管及次级二极管的应力选择。 在变压器线圈匝数未知的情况下，如何计算磁芯工作时的磁感应强度Bw测量其电感量（可用压
反激电源变压器的参数设计
开关电源学习 漏感：变压器初次级耦合过程中漏掉的那一部分磁通！ 变压器的漏感应该是线圈所产生的磁力线不能都通过次级线圈,因此产生漏磁的电感称为漏感。 RCD钳位电路的作用：反激式开关电源在开关管断开的瞬间由于漏感不能通过变压器耦合到次级绕组，导致漏感的反激电动势很大，高压很容易导致开关管的损坏，所以用RCD钳位电压到安全的范围，将漏感的能量存储在电容C中，再由电阻R消耗掉。 反激式开关电源：反激电路是由buck-boost拓扑电路演变过来的。 演变的过程 把MOS和二极管D1放到下面，与上图等效。 在A B之间增加一个变压器，由于初级和次级的电感上承受的伏秒积是相等的，所以用这个变压器来等效。
由于电感和变压器的初级电感并联，为了直观把电感合二为一，并且调整变压器的同名端得到下图； 上面的电路图便是最基本的反激式开关电路图了，由于变压器在开关管导通时储存能量，断开时通过次级绕组释放能量，变压器的实质是耦合电感，耦合电感不仅承担输入与输出的电气隔离，而且实现了电压的变换，而不仅仅是通过改变占空比来实现。由于此耦合电感并非理想器件，所以存在漏感，而实际线路中也会存在杂散电感。当MOS关断时，漏感和杂散电感中的能量会在MOS的漏极产生很高的电压尖峰，从而会导致器件的损坏。故而，我们必须对漏感能量进行处理，最常见的就是增加一个RCD吸收电路。用C来暂存漏感能量，用R来耗散之。
二极管的反向恢复电流理想的二极管在承受反向电压时截止，不会有反向电流通过。而实际二极管正向导通时，PN结内的电荷被积累，当二极管承受反向电压时，PN结内积累的电荷将释放并形成一个反向恢复电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。反向恢复电流在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强烈的高频衰减振荡。因此，输出整流二极管的反向恢复噪声也成为开关电源中一个主要的干扰源。可以通过在二极管两端并联RC缓冲器，以抑制其反向恢复噪声.。碳化硅材料的肖特基二极管，恢复电流极小。 形成原因 二极管在接反向电压的时候，在两边的空穴和电子是不接触的，没有电流流过，但是同时形成了一个等效电容（因为两边带电么，而且这个值又不为零），如果这个时候改变两边的电压方向，自然有一个充电的过程，这个时间就是了。 由输出整流二极管产生的干扰在输出整流二极管截止时，有一个反向电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。其中能将反向电流迅速恢复到零点的二级管称为硬恢复特性二极管，这种二极管在变压器漏感和其它分布参数的影响下，将产生较强的高频干扰，其频率可达几十MHz。 反向恢复过程短的二极管称为快恢复二极管（Fast Recovery Diode）。高频化的电力电子电路要求快恢复二极管的反向恢复时间短，反向恢复电荷少，并具有软恢复特性。 所有的PN结二极管，在传导正向电流时，都将以少子的形式储存电荷。少子注入是电导调制的机理，它导致正向压降（VF）的降低，从这个意义上讲，它是有利的。但是当在导通的二极管上加反向电压后，由于导通时在基区存贮有大量少数载流子，故到截止时要把这些少数载流子完全抽出或是中和掉是需要一定时间的，即反向阻断能力的恢复需要 经过一段时间，这个过程就是反向恢复过程，发生这一过程所用的时间定义为反向恢复时间trr 反激电源变压器的参数设计 对于反激电源而言，需要输入指标，输出指标，有些是客户直接给的，有的则要我们认为的选择。参数主要包括：输入交流电压范围，输出电压，输出电流，效率，开关频率等；
反激变压器设计实例(一)
反激变压器设计实例（一） 目录 1.导论 (1) 2.磁芯参数和气隙的影响 (1) 2.1 AC极化 (2) 2.2 AC条件中的气隙影响 (2) 2.3 DC条件中的气隙影响 (2) 3. 110W反激变压器设计例子 (3) 3.1 步骤1，选择磁芯尺寸 (3) 3.2 步骤2，选择导通时间 (5) 3.3 步骤3，变换器最小DC输入电压的计算 (5) 3.4 步骤4，选择工作便宜磁通密度 (5) 3.5 步骤5，计算最小原边匝数 (6) 3.6 步骤6，计算副边匝数 (6) 3.7 步骤7，计算附加匝数 (7) 3.8 步骤8，确定磁芯气隙尺寸 (7) 3.9 步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法） (8)
3.10 步骤10，计算气隙 (8) 3.11 步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度 (9) 4 反激变压器饱和及暂态影响 (10) 1.导论 由于反激变换器变压器综合了许多功能（储存能量、电隔离、限流电感），并且还常常支持相当大的直流电流成分，故比直接传递能量的正激推挽变压器的设计困难得多、以下变压器设计例子中没选择过程使用反复迭代方法，无论设计从哪里开始没开始时须有大量近似的计算。没有经验工程师的问题是要得到对控制因数的掌握。特别的，磁芯大小、原边电感的选择、气隙的作用、原边匝数的选择以及磁芯内交流和直流电流（磁通）成分的相互作用常常给反激变压器设计带来挑战。 为使设计者对控制因数有好的感觉，下面的设计由检查磁芯材料的特性和气隙的影响开始，然后检查交流和直流磁芯极化条件，最后给出100W变压器的完整设计。 2.磁芯参数和气隙的影响 图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的B/H（磁滞回归线）环。 注意到虽然B/H环的磁导率（斜率）随气隙的长度变化，但磁芯和气隙结合后的饱和磁通密度保持不变。进一步，在有气隙的情况下，磁场强度H越大，剩磁通密度B r越低。这些变化对反激变压器非常有用。
电力变压器主要技术参数
电力变压器主要技术参数 变压器在规定的使用环境和运行条件下，主要技术数据一般都都标注在变压器的铭牌上。主要包括：额定容量、额定电压及其分接、额定频率、绕组联结组以及额定性能数据（阻抗电压、空载电流、空载损耗和负载损耗）和总重。 A、额定容量（kVA）：额定电压.额定电流下连续运行时,能输送的容量。 B、额定电压（kV）：变压器长时间运行时所能承受的工作电压.为适应电网电压变化的需要, 变压器高压侧都有分接抽头,通过调整高压绕组匝数来调节低压侧输出电压. C、额定电流(A):变压器在额定容量下,允许长期通过的电流. D、空载损耗（kW）: 当以额定频率的额定电压施加在一个绕组的端子上，其余绕组开路时 所吸取的有功功率。与铁心硅钢片性能及制造工艺、和施加的电压有关. E、空载电流（%）: 当变压器在额定电压下二次侧空载时,一次绕组中通过的电流.一般以额 定电流的百分数表示. F、负载损耗（kW）: 把变压器的二次绕组短路,在一次绕组额定分接位置上通入额定电流, 此时变压器所消耗的功率. G、阻抗电压（%）：把变压器的二次绕组短路,在一次绕组慢慢升高电压,当二次绕组的短路 电流等于额定值时,此时一次侧所施加的电压.一般以额定电压的百分数表示. H、相数和频率：三相开头以S表示，单相开头以D表示。中国国家标准频率f为50Hz。国 外有60Hz的国家（如美国）。 I、温升与冷却：变压器绕组或上层油温与变压器周围环境的温度之差,称为绕组或上层油面的温升.油浸式变压器绕组温升限值为65K、油面温升为55K。冷却方式也有多种：油浸自冷、 强迫风冷，水冷，管式、片式等。 J、绝缘水平：有绝缘等级标准。绝缘水平的表示方法举例如下：高压额定电压为35kV级，低压额定电压为10kV级的变压器绝缘水平表示为 LI200AC85/LI75AC35，其中LI200表示该
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤 齐纳管吸收漏感能量的反激变换器： 0. 设计前需要确定的参数 A开关管Q的耐压值：Vmq B 输入电压范围：Vinmin ～Vinmax C 输出电压V o D 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io） E 电源效率：X F 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C） G 工作频率：f H 最大输出电压纹波：V opp 1. 齐纳管DZ的稳压值Vz Vz <= Vmq × 95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq 保留5%裕量，因此有V inmax + Vz < Vmq × 95% 。 2. 一次侧等效输出电压Vor V or = Vz / 1.4（见注释A） 3. 匝比n（Np/Ns） n = V or / (V o + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5～1V 。 4. 最大占空比的理论值Dmax Dmax = V or / (V or + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。 一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。
----------------------------------------------------------------------------- 上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。 ----------------------------------------------------------------------------- 5. 负载电流Io Io = Po / V o，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。 6. 一次侧有效负载电流Ior Ior = Io / n ，由Ior × Np = Io × Ns得来。 7. 占空比D D = Iin / (Iin + Ior)，其中Iin = Pin / V in，而Pin = Po / X。这里V in取Vinmin。（见注释B） 8. 二次电流斜坡中心值Il Il = Io / (1 - D) 9. 一次电流斜坡中心值Ilr Ilr = Il / n 10. 峰值开关电流Ip k Ipk = (1 + 0.5 × r) × Ilr 11. 伏秒数Et Et = V inmin × D / f ，（Et = V on × Ton = V inmin × D/f） 12. 一次电感Lp Lp = Et / (Ilr × r) 13. 磁芯选择 （1）V e = 0.7 × (((2 + r)^2) / r) × (Pin / f)，V e单位cm^3；f单位KHz，根据此式确定磁芯有效体积V e，寻找符合此要求的磁芯。（见注释D） （2）最适合反激变压器的磁芯是“E Cores”和“U Cores”，“ETD"、”ER"、“RM"这三种用于反激性能一般，而“Planar E”、“EFD"、”EP"、“P"、”Ring"型不适合反激变压器。 （3）材质选锰锌铁氧体，PC40比较常用且经济。 14. 一次匝数Np Np = (1 + 2/r) × (V on × D)/(2 × Bpk × Ae × f)，其中V on = V inmin - Vq，Vq是开关管Q的导通压降；Bpk不能超过0.3T，一般反激变压器取0.3T；Ae是磁芯的有效截面积，从所选磁芯的参数中查的。（公式推导见注释E，说明见注释F） 15. 二次匝数Ns