恒导通时间控制的降压型高效率PFC研究
恒导通时间控制的降压型高效率PFC研究
杨剑友吴新科张军明钱照明
（浙江大学，浙江杭州310027）
摘要：在宽范围输入的AC/DC适配器应用场合，同传统的Boost PFC相比，Buck型功率因数校正电路能够在整个输入电压范围内保持一个较高的效率[1]。本文提出了一种工作在临界导通模式的恒导通时间型Buck功率因数校正电路，能够实现主开关的零电压（ZVS）开通。全文分析了电路的工作原理，并给出了实现高效率、低谐波电流的设计方法。同时根据所述的设计原则构建100瓦的Buck功率因数校正器，其输入电流谐波满足IEC61000-3-2（Class D）标准，在整个输入电压范围内（90Vac~265Vac）效率均在96.5%以上。
关键词：功率因数校正；Buck；临界模式；恒导通时间控制
A High Efficiency Step-down PFC with constant on time control
Jianyou Yang, Xinke Wu, Junming Zhang and Zhaoming Qian
（Zhejiang University, Hangzhou, 310027, China ）
Abstract: In universal voltage input application, the buck PFC can achieve high efficiency in the entire universal input voltage range compare to boost PFC[1]. A critical conduction mode (CRM) ZVS buck converter with constant on-time control is proposed in this paper. This paper analyses the operation principle of the circuit and the design methodology and criteria for high efficiency and low harmonics of the CRM buck AC-DC converter are presented. A 100-W prototype designed according to the proposed design criteria shows that the input current harmonics meet the IEC61000-3-2 (Class D) standard and the efficiency is higher than 0.965 during the universal input range.
Keywords：Power Factor Correction; Buck; CRM; Constant-on time control
1 引言
由于目前大多数用电设备中的非线性元件和储能元件的存在会使输入交流电流波形发生严重畸变，网侧输入功率因数很低，为了满足国际标准IEC61000-3-2的谐波要求[2]，必须在这些用电设备中加入功率因数校正电路（Power Factor Correction-PFC）。传统的有源PFC电路一般用Boost拓扑，这是因为Boost电路具有控制容易、驱动简单并且理论上实现输入电流可以完全跟踪输入电压。但是Boost电路具有输出电压高的缺点，而且在宽范围输入（90Vac-265Vac）条件下，在低电压输入时效率会比高压输入时下降1.5%-2%。在小功率AC/DC应用场合(<150W)，降压（Buck）拓扑能够在整个输入电压范围内保持较高效率。更重要的时，由于AC/DC适配器应用中的散热设计都是根据效率最低点来设计的，因此boost功率因数校正器在输入低压时的低效率，成为严重制约适配器的功率密度和效率提高的瓶颈。而Buck拓扑应用在AC/DC时效率不会随输入电压有很大的变化，因此热设计也相对简单，能够实现高的功率密度。
采用Buck电路作为功率因数校正器在文献[3]-[5]中已经被提出，文献中所采用的控制方法都为定频率PWM控制。文献[1]中提出的是电流箝位Buck（clamped-current buck,CCB），其工作原理为普通的峰值电流控制方式加上变斜率的斜波补偿实现。但是在电压峰值附近处电流会处于连续工作状态，造成二极管的反向恢复损耗，而且输入电流的功率因数很难在全电压输入范围内都保持在0.9以上。本文中所述的Buck PFC采用恒导通时间法的临界模式控制（Critical Mode－CRM），使Buck 电感电流下降到零时开通开关管，每个周期导通时间恒定，由于其没有二极管的反向恢复问题，同时在开关管开通前漏源极电压通过结电容与电感的谐振，实现零电压开通，其效率较高。
2 Buck PFC分析与优化设计
2.1 恒定导通时间Buck PFC的控制原理
图1所示为临界模式Buck PFC的系统框图，当过零检测电路检测到电感电流下降到零时开通开
关管，此时比较器的正端锯齿波信号开始上升，当锯齿波信号达到运放的输出电压V EAO的时候，比较器输出高电平，开关管关断。由于锯齿波的上升斜率是恒定的，V EAO在一个工频周期内可以视为固定值，
这样就可以实现了开关管开通时间恒定，关断时间由电感电流下降到零的时间决定。
AC
L
图1 临界模式Buck PFC 的系统框图
2.2 输入电流分析
由于Buck PFC 只有在输入电压高于输出电压才有电流输入，根据Buck PFC 的工作原理，可以得到输入电压电流波形如图2所示：
图2 临界模式buck PFC 的输入电压电流波形
由图可以推导出Buck PFC 输入电流的表达式为：
00/2
(|sin()|),(,2)2|sin()|(|sin()|)()0, πθπθθθπθηθθθ
θ-?
∈-??-=?????o im o im im o in P V V V V V d i otherwise （1）
图3所示为计算得到的115Vac
与230Vac 输入情况下100W ，90V 输出时输入电流波形图：
θ
/2π1
2
3
4
输入电流(A )
图3 计算得到的输入电流波形图
对输入电流表达式做傅里叶分析，得到k 次谐波电流的有效值为：
/2
(|sin()|)
I sin()2|sin()|
im o on o
k p im V V t V k d L V πθ
θθθ
θ?-????（2）
输入电流的功率因数（PF ）与谐波总失真（THD ）为：
PF （3）
THD = （4）
2.3 输出电压设计
由式（3）可以计算出不同输出电压情况下输入电流PF 值，图4所示为输入电压在115Vac 情况下输入电流PF 随输出电压Vo 的变化曲线：
20406080100120
功率因素
0.8
0.85
0.9
0.95
1Vin=115Vac,Po=100W
输出电压 (V)
图4 输入电流PF 随输出电压Vo 的变化曲线
由图4可知，输出电压越高，则输入电流死区时间越大，PF 越低，为了满足“能源之星”中关于115Vac 输入情况下要求PF 大于0.9的要求，一般需要设定输出电压小于100V 。同时由式（2）可以计算buck PFC 的输入电流在不同输出电压情况下的谐波含量。图5所示为输入电流各次谐波随输出电压变化的三维图，其中在输出电压小于100V 的条件下，均可以满足Class D 的标准。
谐波次数
3
5
7
9
11
13
15
()
o V V 谐波含量 (@230V a c )(m A /W )
图5 Buck PFC 各次谐波随着输出电压的三维图
2.4 Buck 电感设计
Buck 电感的大小决定开关管的导通时间与关断时间，进而决定开关管工作频率。Buck PFC 开关管的最低频率出现在90Vac 输入时的电压峰值处，满载的情况下应该保证使最低开关频率大于音频上限（20kHz ）。同时开关频率也不能太高，否则开关损耗以及电感的磁损会很大，影响总体效率。一般而言，最低频率应该设置在25kHz 到40kHz 能够获得一个较优化的全范围输入效率。
当输入电压大于输出电压时，由前面的分析不难推导出开关管在一个工频周期内的工作频率为：
2
/2
()(|sin()|)|sin |
πθ
ηθθθ
πθ=
-??o
o s im o p o im V f V V d L PV （5）
由式（5）可以得到所需要电感量的表达式为: /2
_max _min
(|sin()|)o on p im o o o t L V V V d P πθηθθ
π=-??? （6）
其中，
_max
_min _min
o
on im s V t V f =
? （7）
假设最低开关频率_min s f 设定为25kHz ，输出
电压设定在90V ，由式（6）可以求得150p L uH =。 由公式(5)可以计算得到在L p =150uH,V O =90V ，P o =100W 情况下Buck 电路开关管工作频率在一个工频周期内的频率变化曲线如图6所示。
θ
100k
200k
300k
400k
频率(H z )
π/2
π
图6 不同输入电压下的Buck PFC 开关管工作频率变化曲线
3 实验验证
为了验证临界模式Buck PFC 的工作原理，根据前文所述的设计准则研制了一台100W 的实验样机。样机的参数为：输入电压V in =90Vac~265Vac ；输出电压为90V ；Buck 电感选用150uH 。测量得到的Buck PFC 在低压端（115Vac ）与高压端（230Vac ）的输入电压电流波形如图7所示：
Vin(100V/div)
Iin (0.5A/div)Vo(100V/div)
Vin=115Vac Vo=90V
Iin (0.5A/div)
Vin(100V/div)Vin=230Vac Vo=90V
t(2ms/格) t(2ms/格)
（a ）低压端（115Vac ） （b ）高压端（230Vac ）
图7 Buck PFC 输入电压电流波形
测量得到的Buck 电路开关管驱动V gs 与漏源电压V ds 波形如图8所示。由图可知在115Vac 输入时开关管漏源电压Vds 能够谐振到零后开通，实现了全范围零电压开通，230Vac 输入时由于峰值附 近输入电压大于两倍的输出电压，Vds 不能谐振到零，但能实现漏源电压的谷底开通。
Vds(50V/div)
Vin=115Vac Vo=90V
Vgs(5V/div)
Vds(100V/div)
Vin=230Vac Vo=90V
t(5us/格) t(5us/格)
（a ）低压端（115Vac ） （b ）高压端（230Vac ）
图8 Buck PFC Vgs 与Vds 波形
图9为实验样机测量得到的输入电流谐波含量与根据式（2）计算得到的理论电流谐波值。由图可知理论计算值与测量值基本相符，由于PFC 的输入滤波电容会使输入电流超前于输入电压，而这部分的影响没有在前面的分析计算中考虑。图中所示在230Vac 输入下，理论值与测量值均满足Class D 的谐波要求。
Vin=230Vac 下的各次谐波含量
1234
3
5
7
9
11
13
15
17
19
谐波次数
谐波含量(m A /W )
图9 230Vac 输入情况下Buck PFC 的各次谐波电流测量值
图10，11为实验样机测得的Buck PFC 输出电压设定在不同值（80V ，90V ，100V ）时的效率曲线与功率因数曲线。由图可知，在90V 输出时，Buck
PFC 的效率最高，整个输入范围内均达到96.5%以上。功率因数值随着输出电压的升高而降低，与理论分析相符。因此将Buck PFC 输出电压设定在90V 左右是一个比较优化的选择。
70
90
110130150
170190
210230250
270290
输入电压 (V)
效率
不同输出电压的下的效率曲线
图 10 Buck PFC 不同输出电压时的效率测量值
80
82848688
90929496981007090110130150170190210230250270
输入电压 (V)
功率因素(%)
不同输出电压下的功率因素
图 11 Buck PFC 不同输出电压时的PF 测量值
4.总结
本文详细介绍了恒导通时间控制的临界模式Buck PFC 的工作原理与设计方法。对Buck PFC 采用变频的临界电流控制，能够消除二极管的反向恢复问题，同时实现开关管的软开通，通过实验样机验证在整个输入电压范围内效率均高于96.5%。
但是相同功率下Buck 电路的开关管峰值电流要比Boost 电路大很多，因此Buck PFC 较适合用于中小功率的场合。
参考文献
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PLC时间控制
揭阳职业技术学院 毕业论文（设计） 题目：基于PLC的学校作息时间控制系统学生姓名王东指导教师廖兴展 系（部）机电工程系专业电气自动化 班级 091学号 09454114 提交日期201 年月日答辩日期 201 年月日 201 年月日
基于PLC的学校作息时间控制系统 摘要 本文介绍一种用三菱PLC控制学校的作息时间控制系统，详细地阐述了系统组成、系统硬件接线和系统软件设计，并详细介绍了系统工作原理。该系统具有外设电路配置简单、扩展方便、操作容易、可靠性高、实用性强等特点，集电铃、路灯、宿舍楼道照明灯、教室楼道照明灯、广播、宿舍大门开启关闭、宿舍网络连接断开，实现了作息时间无人控制的自动化、科学化管理与操作。 关键词：作息时间控制 PLC I/O接线软件设计
Abstract This article introduced that one kind the daily schedule controlsystem which controls with PLC, elaborated in detail the systemcomposition, the system hardware wiring and the system softwaredesign, and introduced the system principle of work in detail. Thissystem has the peripheral device electric circuit disposition to besimple, the expansion is convenient, the operation is easy, thereliability is high, usability strong and so on characteristics,collection electric bell, street light, dormitory lamp, classroomlamp, music broadcast automatic control in a body, , has realized the daily schedulenobody control automation, the scientific management and theoperation. key word：Daily schedule control; PLC; I/Owiring; Software design
实用电源设计Q&A 系列之二：如何采用固定导通时间控制器进行设计
实用电源设计Q&A 系列之二：如何采用固定导通时间控制器进行设计 Q1: 我需要Vcc1=-4；Vcc2=12； Vcc3=3.3；Vcc4=5几个依次供电的电源，都需从5V，3A 的电源,用dcdc变换实现，怎么实现这个方案？固定导通时间和软件设置的时间对比，有什么优势？ A1: 这个问题是需要做一多路输出的开关电源，需要做一个4伏，12伏，3.3伏和5伏多路输出电源，从它需要DCDC变换器来实现看呢,它可能需要一个比较高的稳压精度。 Q2: 我们现在在做TFT-LCD的方案，用的电源部分是2576和2596的稳压芯片，但是我们发现过EMI/EMC是比较难，还有发热量是比较高的，在待机的时候电流也是比较高的，我们有些客人不太接受，这些是用11寸以下的Pannel和用在汽车里面的娱乐系统。请问各位专家你们有好的建议给我们吗？ A2: 这个其实是一个比较典型的问题，是很多power design 的工程师都会面临的问题，就是发热以及EMI的解决问题，从发热的源头来考量，我们必须体现它的效率，我不知道您的输出电压的具体情况。但是假如高效率的时候，我们还是建议大家使用同步战略，NCP1582专门针对同步战略来输出，同时假如你输出电压不是很高的话，安森美有双路输出的NCP3120，一颗芯片，两路输出。还有时间上管理，很好地处理了效率的问题以及EMI的问题。 Q3: 请问100－240v-acin-5v10a-3.3v15a-12v0.5a-要求有PFC的情况下效率>80%，有无更好的方案呢?我采用如下方法可行么?PFC＋PWM(半桥)＋DCDC，可以么? A3: 这是一个效率问题，我们是这样认为的，我们方案是有了，PFC效率我们可以选用CRM 了，因为整个功率大概是100瓦左右，所以我们选CRM，在DCM的时候，它的效率相应来说比CCM高一点。我们input100伏的时候，效率可能达到92%到94%左右，对于PWM我们有两种选择方案，一种是半桥LLC就是半桥谐振的方案，另一种就是有源钳位的。这两个优缺点是不一样的。对LLC来说主开关损耗会小很多。它工作在零低压下面。对电流来说，输出电流是在零电流模式，这个LLC做的时候后面可能要加DC，我们会推荐大家用NCP5425，我们一个INPUT，两个输出，相位是错开的。这样的好处是前端的纹波电流会小很多，不需要LLC 提供12伏的电流很大，另外第二个方案我们会推荐有源钳位,就是我们NCP1562或NCP1282都可以做，有有源钳位的优势就是后面我们可以省掉DCDC，因为有元钳位我们可以做同步的自驱动，这样效率会提高很多。我想我们DCDC，对于400伏输入5伏和3.3伏输出这块。我想我们效率可以做到88%左右，对于LLC芯片我们用NCP1396和NCP1395，这两个有区别，1396我们把高压驱动放进去了，NCP1395就没有高压驱动。这样的话呢？优缺点就不一样了，在频率要求很高的情况下。可能用NCP1395就比较方便一点。在要求不是很严格的情况下。用NCP1396从电路上的元件数比较简单一点。NCP1395的工作频率可以达到一兆，但是你工作频率不可能跑到一兆，你开机的时候频率会跑的很高，因为LLC电路决定的，如果你开机的时候它的频率很低，那么它的开机电流会变得很大，因为你刚开机的时候相当于在短路状态下。 Q4: 斜坡起什么作用呢? A4: 斜坡的作用主要是对电流sense做一个补偿作用。当FLYBACK工作在CCM的时候，当工作在大于50%的时候，电流sense需要加个斜坡补偿，斜坡补偿主要作用就是改变电流sense，做一个补偿。 Q5: 通过检Vcc来做开环保护,响应时间是多少? A5: 如果通过检测缘边辅助电源电压，VCC来做输出的一个开环保护，这颗IC通过内部的引脚来做这个过电压开环保护，它的内部有一个低通滤波器。它的延时大约是20微妙，但是你在设计的过程中，可能会在引脚边加一个电阻做一个干扰的滤波，这个延时也应该计算进去。所以说这个延时是IC内部20微秒的一个延时加上外部阻容延时的和。 Q6: 固体导通时间和软件设置的时间对比，最大区别是什么？
LTC3780高频率同步器开关升降压式控制器 - 世纪电源网
LTC3780高频率同步四开关升降压式控制器 LTC3780是一个高性能升降压开关调整器的控制IC。其工作时输出电压可以高于，低于或等于输入电压。采用恒定频率，电流型方式实现。工作频率锁定在400KHZ，输入电压从4V-30V，最高可达36V。输入电压输出电压范围在工作模型间无缝对接。因此LTC3780是汽车、通讯及电池系统中理想的控制IC。 控制器的工作模型取决于FCB端子状态，对于升压式工作，FCB端选作跳跃式工作，断续式工作及强制连续型工作，而在降压式工作时，FCB端选作总量跨越周期式，断续型或强制连续型、跳跃式和跨越周期式工作，给出高转换效率（轻载时），而强制连续型及断续型则工作在恒定频率之下。 故障保护由输出过压比较器及内部折返电流限制给出。还有一个POWER GOOD输出端在输出达到设定值的±7.5%以内时给出指示。 该IC共24PIN引脚，各脚功能如下： ①PGOOD（pin1）开路漏极逻辑电平输出PGOOD，在输出电压未达到±7.5%以内时，会 拉到GND电平。 ②SS（pin2）软起动，减少输入功率源浪涌电流，推荐接6.8nf的电容。 ③SENSE+（pin3）输入电流检测及反转电流检测比较器。I TH端电压并加入SENSE-及 SENSE+之间的失调。它用于设置电流纹波阈值。 ④SENSE-（pin4）同上 ⑤I TH（pin5）电流控制阈值及误差放大器补偿点。电流比较器阈值随控制电压增加，电压 范围从0V—2.4V。 ⑥V OSENSE（pin6）误差放大器反馈输入端，该端接到误差放大器输入至外电阻分压器，此 分压器从输出电压处取得。 ⑦SGND信号地，所有小信号补偿元件等都接此处，然后再去接功率地。 ⑧RUN（pin8）Run控制输入，强制Run端在1.5V以下，IC将关断开关调整器电路，这 里有一个100K电阻放在Run和SGND之间，此端电压不得超过6V。 ⑨FCB（pin9）强制连续型工作控制端，此端电压低于0.8V为连续电流型工作，浮动时为 跨越式升压或跳跃周期降压式工作，将其接INTVcc，则为恒频断续型工作。 ⑩PLLFLTR（pin10）锁相环低通滤波器，此端可分别用AC或DC电压源驱动，以改变内部振荡器频率。 ?PLLIN（pin11）外同步输入 ?STBYMD（pin12）LDO控制端 ?BOOST2（pin13）BOOST1（PIN24）升压浮动驱动电源端 ?TG2（pin14）TG1（pin15）顶部MOS栅驱动。 ?SW1（pin15）SW2（pin17）两开关结点端 ?BG2（pin16）BG1（pin18）两底部MOS栅驱动 ?PGND（pin17）此端与两底部功率MOS的源尽量近地接在一起。 ?INTVcc（pin19）内部6V稳压器输出，它用于驱动控制电路，要至少加4.7uf电容去耦合。 ?EXTVcc（pin20）外部Vcc的输入端，当EXTVcc超过5.7V时，内部开关接到INTVcc 并关断内部Vcc。 ?Vin（pin21）主输入电源的正电压端，同一RC滤波器接至GND EXPOSED PAD 接后SGND 并接PCB的地。 ○21EXPOSED PAD 接至SGND，并接PCB的地。
恒定导通时间电流模式控制buck电路小信号分析
过u逼题 ---------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------满y Do路釐r 满y Do路釐r 满y Do路釐r 恶描获 提得获 度00获 D点 度得获 得感获 感得获 描0获 补度言 综难量l釐y D釐s逼r难过难高g 环u高逼t难o高 补恶言 获s高获s高 离T点恶方度得补得言 电获难高模感方获如获o模恶实恶获如To高模0实得描μs实fs模得抑0题hz 离s模恶实度u电实点o模得型度抑0u环实 综逼o模是展得 mΩ实 ()*()()*(1)*()*()s f Ton L i f fs Vin Gic f e Vc f sf Lf s f ?= =? 度 *Vo sf Ri Lf = fs 补得言 ()2***s f j f π=如 系路量釐 ( )*2 2 ()*1()()11*11s f T o n s f T o n e s f s f Q ωω?=? ++ 得 2 1Q π = 1Ton π ω=
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开关电源的干扰及其抑制
开关电源的干扰及其抑制 开关电源产生EMI的原因较多,其中由基本整流器产生的电流高次谐波干扰和功率转换电路产生的尖峰电压干扰是主要原因. 基本整流器：基本整流器的整流过程是产生EMI最常见的原因.这是因为工频交流正弦波通过整流后不再是单一频率的电流,而变成一直流分量和一系列频率不同的谐波分量,谐波(特别是高次谐波)会沿着输电线路产生传导干扰和辐射干扰,使前端电流发生畸变,一方面使接在其前端电源线上的电流波形发生畸变,另一方面通过电源线产生射频干扰. 功率转换电路：功率转换电路是开关稳压电源的核心,它产生的尖峰电压是一种有较大幅度的窄脉冲,其频带较宽且谐波比较丰富. 产生这种脉冲干扰的主要原因是: ①开关管：开关管及其散热器与外壳和电源内部的引线间存在分布电容.当开关管流过大的脉冲电流时,大体上形成了矩形波,该波形含有许多高频成份.由于开关电源使用的元件参数如开关功率管的存储时间,输出级的大电流,开关整流二极管的反向恢复时间,会造成回路瞬间短路,产生很大短路电流.开关管的负载是高频变压器或储能电感,在开关管导通的瞬间,变压器初级出现很大的涌流,造成尖峰噪声. ②高频变压器：开关电源中的变压器,用作隔离和变压.但由于漏感地原因,会产生电磁感应噪声;同时,在高频状况下变压器层间的分布电容会将一次侧高次谐波噪声传递给次级,变压器对外壳的分布电容形成另一条高频通路,而使变压器周围产生的电磁场更容易在其他引线上耦合形成噪声. ③整流二极管：二次侧整流二极管用作高频整流时,要考虑反向恢复时间的因数.往往正向电流蓄积的电荷在加上反向电压时不能立即消除(因载流子的存在,还有电流流过).一旦这个反向电流恢复时的斜率过大,流过线圈的电感就产生了尖峰电压,在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强的高频干扰,其频率可达几十兆赫. ④电容、电感器和导线：开关电源由于工作在较高频率,会使低频的元器件特性发生变化,由此产生噪声. 开关电源外部干扰：开关电源外部干扰可以以“共模”或“差模”方式存在.干扰类型可以从持续期很短的尖峰干扰到完全失电之间进行变化.其中也包括电压变化、频率变化、波形失真、持续噪声或杂波以及瞬变等，在电源干扰的几种干扰类型中,能够通过电源进行传输并造成设备的破坏或影响其工作的主要是电快速瞬变脉冲群和浪涌冲击波,而静电放电等干扰只要电源设备本身不产生停振、输出电压跌落等现象,就不会造成因电源引起的对用电设备的影响. 开关电源干扰耦合途径：开关电源干扰耦合途径有两种方式:一种是传导耦合方式,另一种是辐射耦合方式. 1.传导耦合：传导耦合是骚扰源与敏感设备之间的主要耦合途径之一.传导耦合必须在骚扰源与敏感设备之间存在有完整的电路连接,电磁骚扰沿着这一连接电路从骚扰源传输电磁骚扰至敏感设备,产生电磁干扰.按其耦合方式可分为电路性耦合、电容性耦合和电感性耦合.在开关电源中,这三种耦合方式同时存在,互相联系.
可变关断时间的PWM控制IC NCP1351
固定导通时间的PWM控制IC-NCP1351 NCP1351是ONSEMI公司新推出的一款改变关断时间的小功率脱线反激变换控制IC，是目前成本最低，符合最新节能标准的电流型PWM控制器。基于固定峰值电流技朮，此控制器随负载变轻而降低开关频率，结果用NCP1351控制的AC/DC提供了极好的空载损耗，在其它负载条件下也有极佳的转换效率。当频率降低时，峰值电流大幅度减小到最大峰值的30%，以防变压器的机械谐振，音频噪音的风险极大地减小，保持了极好的待机功耗及性能。 外部调节时间的执行器监视IC的反馈活动，并保护电源防止短路或过载，一旦定时消去，NCP1351即停止开关，并锁住（A版本）或去重新起动（B版本）。 内部电路结构特色以最佳的安排，允许最低的起动电流，功能参数此时设计成极低待机功耗的电源，负向电流检测技朮减小了控制器工作的开关噪声，提供给用户可选择的有最大峰值电流（流过Rsense的），以此可将待机功耗最小化。 最后，滤波电容上的输入纹波确认自然频率，将锯齿状EMI信号弄模糊，便于通过。 总结其特色如下： * 准固定T ON，改变Toff的电流型控制。 * 极低的起动电流消耗。 * 峰值电流压缩技朮减少变压器噪声。 * 既可以在初级侧也可以在次级侧作稳压控制。 * OTP，OVP保护。 * 调节电流检测电阻的峰值电压。 * 自然频率抖动，用于改善EMI。 * 外部过功率保护（OPP）。 * 极低待机功耗。 * 芯片内部的过热保护（OTP）。 主要用于新一代PC待机电源，打印机电源及适配器，充电器等。 NCP1351典型应用电路如图1。 NCP1351 的PIN脚功能说明如下：
开关变换器的单周期控制
开关变换器的单周期控制算法 Keyue M. Smedley, Member, IEEE, and Slobodan Cuk, Senior Member, IEEE 摘要：一种新型大信号非线性控制技术被提出来控制开关的占空比以致于在每个周期中开关控制器的开关参数的平均值能准确地等于或者正比于在稳态或暂态的控制参数。单周期控制在一个开关周期内可以有效抑制电源干扰。在一个开关周期内开关变量的平均值能够紧随动态参数的变化，并且在一个开关周期内控制其可以校正开关错误。控制参数与开关变量的均值之间不存在稳态误差也不存在动态误差。用一个在连续周期中运行的buck变换器中进行的实验演示了其控制算法的鲁棒性并且证实了理论猜想。这种新型的控制算法适用于脉宽调制，基于共振的或者软开关的开关控制器的所有类型在连续或者断续模式下电压或者电流的控制。而且，它可以用于物理变量的控制，也可以用于某些以开关变量形式或者可以转换为开关变量形式的抽象信号的控制。 一、介绍 开关变换器用于非线性脉冲动态系统的控制。此类系统在合理的非线性脉冲控制下可以具有更强的鲁棒性和更快的动态响应，并且在线性反馈控制下比同样的系统具有更强的电源抗干扰能力。目前，在电力电子领域已经有很多工作致力于寻找大信号非线性方法来控制开关变换器。 在传统的反馈控制中，占空比线性化为了减小误差。当电源受到干扰时，比如说有一个大的阶跃，因为误差信号必须先变化，占空比控制无法察
觉到这瞬时的变化。所以在输出电压中，可以观察到一个很明显的瞬态超调。而这瞬态过程的持续时长取决于回路带宽。在重新达到稳态前需要经过大量的开关周期。 在电流控制模式下[3]-[5]，一个连续频率的时钟信号在每个开关周期的一开始将开关打开。当到达控制参考信号时，开关电流开关增长，比较器改变其状态并关断晶体管。通常会添加一个人为的斜坡信号来消除当占空比大于等于0.5时产生的震荡。所以，如果这个人为加入的斜坡信号十分精准的等价于电感电流的下降斜率sf，那么系统在一个周期内将具有抗电源干扰的能力。在buck变换器的连续控制参数下可能是可行的。总之，在一个开关变换器中电感电流的下降斜率是一些动态参数的函数。所以，要在一个瞬态过程中让人工加入的斜坡信号跟上电感电流的下降斜率是不可能的。由于这不协调，电流控制模式在一个开关周期内不可能具有抗电源干扰能力。在任何情况下，如果控制参数是可变的，无论人工信号如何选择或者选择哪种变换器，电流控制模式在一个周期内都无法跟随控制参数或具有抗电源干扰的能力。 在闭环buck变换器中，在输出电压错误发生前，电源电压直接控制占空比。如果反馈参数设计精准并且开关时理想的话使输出信号与电源干扰相隔离将成为可能。而在现实中，开关具有开/关瞬态变化和导通压降。所以，这种方法也不能十分准确的抑制电源干扰。 在参考文献[6]中介绍的SADTIC变换器具有一个电容整流器将未整流的电源电压转变为三角波，“平衡交流波形”。这种平衡电流波经整流可产生一系列单极性三角波。输出电压由三角波的重复率控制。控制电流包
降压式DCDC电路的MOS管选择
降压式DC/DC电路的MOS管选择 同步整流降压式DC/DC转换器都采用控制器和外接功率MOSFET的结构。控制器生产商会在数据资料中给出参数齐全的应用电路，但用户的使用条件经常与典型应用电路不同，要根据实际情况改变功率MOSFET的参数。 对功率MOSFET的要求 同步整流降压式DC/DC转换器的输入及输出部分电路如图1所示，它是由带驱动MOSFET的控制器及外接开关管(Q1)及同步整流管(Q2)等组成。目前，Q1和Q2都采用N沟道功率MOSFET，因为它们能满足DC/DC转换器在输入电压、开关频率、输出电流及减少损耗上的要求。 图1 同步整流降压式DC/DC转换器的输入及输出部分电路简图 开关管与同步整流管的工作条件不同，其损耗也不一样。开关管有传导损耗(或称导通损耗)和栅极驱动损耗(或称开关损耗)，而同步整流管只有传导损耗。 传导损耗是由MOSFET的导通电阻R DS(on)造成的，其损耗与i2D、R DS(on)及占空比大小有关，要减少传导损耗需要选用R DS(on)小的功率MOSFET。新型MOSFET的R DS(on)在V GS=10V时约 10mΩ左右，有一些新产品在V GS=10V时可做到R DS(on)约2～3mΩ。 栅极驱动损耗是在开关管导通及关断瞬间，在一定的栅源电压V GS下，对MOSFET的极间电容(如图2所示)进行充电(建立V GS电压，使MOSFET导通)和放电(让V GS=0，使MOSFET关断)造成的损耗。此损耗与MOSFET的输入电容C iss或反馈电容C rss、栅极驱动电压V GS及开关频率f sw成比例。要减小此损耗，就要选择C iss或C rss小、阈值电压V GS(th)低的功率MOSFET。
恒定导通时间 (COT) 降压稳压器
4.4 恒定导通时间(COT) 降压稳压器
恒定导通时间(COT)迟滞稳压器 对于一个给定的V IN ，当负载电流变化时，导通时间是恒定的 Ripple is needed to properly switch the comparator!! R F2 R F1+ -Error Comparator Modulator V REF +- R L R C (ESR) V IN V OUT Power Stage L C One-Shot Inversely Proportional to V IN V FB ?优势 –相对于VIN 的变化频率保持恒定 –可在轻负载下实现高效率 –快速瞬态响应 ?劣势 –在反馈比较器上需要纹波–对输出噪声很敏感 （因为它转换为反馈纹波）
工作频率（连续） T ON 为导通时间，F S 为工作频率。 恒定导通时间控制器负责设定降压开关的导通时间。 K 是一个常数，R ON 是一个编程 电阻器。V IN 如预期的那样在分母当中，将导通时间设定为与V IN 成反比。 重新整理并将T ON 代入第一个公式，然后求解F S
恒定导通时间可实现接近恒定的频率 开关频率几乎是恒定的；变化是由于R DS-ON 、二极管 电压和R ON 引脚输入阻抗的影响造成的 注：一个连接在V IN 和R ON 之间的电阻器负责设定导 通时间
恒定导通时间稳压器波形（不连续） 对于COT 稳压器，假如电感器电流保持连续，则恒定频率关系式成立。在轻负载条件下，电感器中的电流将变得不连续。这里示出的是在不连续导通模式中采用恒定导通时间控制方法进行控制（这意味着斜坡电感器电流每个周期都恢复至零）的降压稳压器的开关波形。
开关电源EMI形成原因及常用抑制方法
开关电源EMI形成原因及常用抑制方法 近年来，开关电源以其效率高、体积小、输出稳定性好的优点而迅速发展起来。但是，由于开关电源工作过程中的高频率、高di/dt和高dv/dt使得电磁干扰问题非常突出。国内已经以新的3C认证取代了CCIB和CCEE认证，使得对开关电源在电磁兼容方面的要求更加详细和严格。如今，如何降低甚至消除开关电源的EMI问题已经成为全球开关电源设计师以及电磁兼容（EMC）设计师非常关注的问题。本文讨论了开关电源电磁干扰形成的原因以及常用的EMI抑制方法。 1开关电源的干扰源分析 开关电源产生电磁干扰最根本的原因，就是其在工作过程中产生的高di/dt和高 dv/dt，它们产生的浪涌电流和尖峰电压形成了干扰源。工频整流滤波使用的大电容充电放电、开关管高频工作时的电压切换、输出整流二极管的反向恢复电流都是这类干扰源。开关电源中的电压电流波形大多为接近矩形的周期波，比如开关管的驱动波形、MOSFET漏源波形等。对于矩形波，周期的倒数决定了波形的基波频率；两倍脉冲边缘上升时间或下降时间的倒数决定了这些边缘引起的频率分量的频率值，典型的值在MHz范围，而它的谐波频率就更高了。这些高频信号都对开关电源基本信号，尤其是控制电路的信号造成干扰。 开关电源的电磁噪声从噪声源来说可以分为两大类。一类是外部噪声，例如，通过电网传输过来的共模和差模噪声、外部电磁辐射对开关电源控制电路的干扰等。另一类是开关电源自身产生的电磁噪声，如开关管和整流管的电流尖峰产生的谐波及电磁辐射干扰。 如图1所示，电网中含有的共模和差模噪声对开关电源产生干扰，开关电源在受到电磁干扰的同时也对电网其他设备以及负载产生电磁干扰（如图中的返回噪声、输出噪声和辐射干扰）。进行开关电源EMI/EMC设计时一方面要防止开关电源对电网和附近的电子设备产生干扰，另一方面要加强开关电源本身对电磁骚扰环境的适应能力。下面具体分析开关电源噪声产生的原因和途径。 图1开关电源噪声类型图 1.1电源线引入的电磁噪声 电源线噪声是电网中各种用电设备产生的电磁骚扰沿着电源线传播所造成的。电源线噪声分为两大类：共模干扰、差模干扰。共模干扰（Common-modeInterference）定义为任何载流导体与参考地之间的不希望有的电位差；差模干扰（Differential-
在连续-时间控制系统中
在连续-时间控制系统中 在连续-时间控制系统中，PID控制器应用得非常广泛。其设计技术成熟，长期以来形成了典型结构，参数整定方便，结构更改灵活，能满足一般控制要求。 数字PID控制比连续PID控制更为优越，因为计算机程序灵活性，很容易克服连续PID控制中存在问题，经修正而得到更完善数字PID算法。 本章将详细地讨论数字PID控制器设计和调试问题。 数字PID控制 数字PID控制器参数选择 连续一时间PID控制系统如图3-1所示。图中，D（s）为控制器。在PI D控制系统中，D（s）完成PID控制规律，称为PID控制器。 PID控制器是一种线性控制器，用输出量y（t）和给定量r（t）之间误差时间函数。e(t)=r (t)-y(t)
(3-1)比例，积分，微分线性组合，构成控制量u（t）称为比例（Proporti onal） 积分（Integrating） 微分（Differentiation）控制，简称PID控制。 实际应用中，可以根据受控对象特性和控制性能要求，灵活地采用不同控制组合，构成 比例（P）控制器 (3-2) 比例十积分（PI）控制器
(3-3) 比例十积分十微分（PID）控制器 (3-4) 式中 KP——比例放大系数；TI——积分时间； TD——微分时间。 比例控制能迅速反应误差，从而减小稳态误差。但是，比例控制不能消除稳态误差。比例放大系数加大，会引起系统不稳定。积分控制作用是，只要系统有误差存在，积分控制器就不断地积累，输出控制量，以消除误差。因而，只要有足够时间，积分控制将能完全消除误差，使系统误差为零，从而消除稳态误差。积分作用太强会使系统超调加大，甚至使系统出现振荡。微分控制可以减小超调量，克服振荡，使系统稳定性提高，同时加快系统动态响应速度，减小调整时间，从而改善系统动态性能。 应用PID控制，必须适当地调整比例放大系数KP，积分时间TI和微分 时间TD，使整个控制系统得到良好性能。 在电子数字计算机直接数字控制系统中，PID控制器是通过计算机PID 控制算法程序实现。计算机直接数字控制系统大多数是采样-数据控制系统。
降压式DC-DC转换器中的恒定导通时间谷值电流模式控制
降压式DC-DC转换器中的恒定导通时间谷值电流模式控制 newmaker 恒频峰值电流控制方案使用两 个环路从高输入电压产生低输出电压，分别是电压外环和电流内环。在控制信号和输出信号之间存在最小相移，由此可以实现简单的补偿。 测量流过NMOS主开关的电感电流的典型方法是，当NMOS主开关导通时检测NMOS主开关上的压降，或者检测输入端和主开关的漏极之间的串联电阻上的压降。在这两个检测方案中，电感电流检测过程中出现在开关节点上的寄生效应均能引发激振现象，因此在测量电感电流之前必须等待一段时间，即消隐时间。在低占空比操作过程中，这使得主开关建立并保持导通的时间变少。图A示出了主开关上的电感电流和电流感测信号，其由消隐时间和导通时间构成 图A. 消隐时间指使用固定频率的峰值电流模式控制方案的降压降转换器中的主开关所能实现的最小导通 时间 在低占空比操作过程中，即在输出电压比输入电压小很多时，主开关的导通总是由内部时钟控制的，而且与反馈回路无关，因此存在最小导通时间，其将电路操作限制在较高的开关频率。而且，由于建立时间的限制，在脉冲不够宽时不能感测电流。消隐时间决定了主开关的导通时间，仅有很少的时间可用于电流感测。在诸如手机和媒体播放器的便携式应用中，DSP内核需要0.9 V的输出电压。为了减小电感的尺寸以及解决方案的整体尺寸，应使用较高的开关频率。但是如果使用该控制方案，则在使用较高的开关频率时，很难由较高的输入电压生成低占空比的电压。 后沿调制控制方案的第二个缺点是其较差的瞬态响应。图B示出了针对负载电流的正向变化和负向变化的瞬态响应的典型波形。便携式应用中，在降低输出电容器的尺寸和成本的同时必须能够实现很快的瞬态响应。在输出端出现负载电流的正向阶跃增加时，输出响应可能延迟一个时钟周期。在负载电流的负向阶跃减小的情况中，转换器强行给出最小宽度高边导通时间，其由电流控制环的速度确定。因此在负向负载瞬态变化的过程中，不可能实现最小延迟响应，而且还将发生严重的过冲和下冲瞬态现象。为了减少该现象，必须将额外的电容添加到输出端。
单周期控制下交流调压源的研究
电气传动2018年第48卷第2期 单周期控制下交流调压源的研究 李文华，孟喆，胡琦，张林林 （河北工业大学电气工程学院，天津300130） 摘要:为了提高交流调压源的抗电源扰动能力和动态响应速度，设计了基于单周期控制系统的交流调压源，简化了调压源的控制电路，分析了单极性和双极性单周期控制下交流调压源的性能，提出双比较器结构解决了双极性控制下积分复位的问题。通过仿真和实验证明了单极性控制方式下的调压源抗扰动能力强且工作更为稳定，验证了单周期控制应用于交流调压源的可行性。 关键词:单周期控制;调压源;抗扰动;单极性中图分类号:TM464 文献标识码:A DOI :10.19457/j.1001-2095.20180212 Abstract:In order to improve the anti -disturbance ability and dynamic response speed of AC voltage regulator ， the AC voltage regulator based on single -cycle control system was designed ，and the control circuit of voltage regulator was simplified.The performance of AC voltage regulator under the unipolar and bipolar single -cycle control was analyzed ，the dual -comparator structure was proposed to solve the problem of integral reset under bipolar control.It is proved by simulation and experiment that the voltage source of the single -polarity control mode is strong and the anti -disturbance is strong.For the sake of stability ，the feasibility of single -cycle control applied to AC voltage regulator is verified. Key words:single -cycle control ；voltage regulator ；anti -disturbance ；unipolar 基金项目：国家自然科学基金(51377044) 作者简介：李文华(1973-)，男，教授，Email :503888373@https://www.360docs.net/doc/848311956.html, Research on AC Voltage Regulator Under Single Cycle Control LI Wenhua ，MENG Zhe ，HU Qi ，ZHANG Linlin (School of Electrical Engineering ，Hebei University of Technoloy ，Tianjin 300130，China ) 交流调压源是电源产品市场中的主流产品，其应用范围十分广阔。主要应用于电子、动力、照明、电热等领域。随着各行各业对电源质量的苛刻要求，交流调压源被广泛应用，由此也见证了交流调压源在国民经济生产生活中占有举足轻重的地位。本设计主电路采用整流逆变电路，电路结构简单。整流电路将电网中的220V 交流电经过整流滤波提供给逆变电路，逆变电路是本设计的核心部分[1-4]。 单周期控制分为单极性控制和双极性控制，是由美国学者于1991年提出的一种新型大信号、非线性控制方法，克服了现有PWM 控制法存在的不足[5]，可以有效地克服传统电压反馈控制中的缺陷，同时也不必考虑电流模式控制中的人为补偿。目前，单周期控制主要应用于DC/DC 变 换、功率因数校正电路中，在交流调压源中的应用很少，本文将单周期控制算法应用于交流调压源中，并分别对两种极性下调压源的性能进行了分析，通过仿真和实验验证了单周期控制应用于调压源的可行性。 1主电路构成及工作原理 本文提出的单周期控制调压源主电路拓扑如图1所示。主电路包括整流升压电路和全桥逆变电路，输入的交流电网电压经整流部分后变成脉动的直流电压，升压斩波电路通过控制开关器件IGBT 的开通频率可以实现电路的升压;全桥逆变电路通过单周期控制器实现调压目的。单周期控制下的逆变电路抗电源扰动能力强，响应速度快[6]，但不能实现升压调节，在整流电路和逆 ELECTRIC DRIVE 2018Vol.48No.2 61 万方数据
恒导通时间控制的降压型高效率PFC研究
恒导通时间控制的降压型高效率PFC研究 杨剑友吴新科张军明钱照明 （浙江大学，浙江杭州310027） 摘要：在宽范围输入的AC/DC适配器应用场合，同传统的Boost PFC相比，Buck型功率因数校正电路能够在整个输入电压范围内保持一个较高的效率[1]。本文提出了一种工作在临界导通模式的恒导通时间型Buck功率因数校正电路，能够实现主开关的零电压（ZVS）开通。全文分析了电路的工作原理，并给出了实现高效率、低谐波电流的设计方法。同时根据所述的设计原则构建100瓦的Buck功率因数校正器，其输入电流谐波满足IEC61000-3-2（Class D）标准，在整个输入电压范围内（90Vac~265Vac）效率均在96.5%以上。 关键词：功率因数校正；Buck；临界模式；恒导通时间控制 A High Efficiency Step-down PFC with constant on time control Jianyou Yang, Xinke Wu, Junming Zhang and Zhaoming Qian （Zhejiang University, Hangzhou, 310027, China ） Abstract: In universal voltage input application, the buck PFC can achieve high efficiency in the entire universal input voltage range compare to boost PFC[1]. A critical conduction mode (CRM) ZVS buck converter with constant on-time control is proposed in this paper. This paper analyses the operation principle of the circuit and the design methodology and criteria for high efficiency and low harmonics of the CRM buck AC-DC converter are presented. A 100-W prototype designed according to the proposed design criteria shows that the input current harmonics meet the IEC61000-3-2 (Class D) standard and the efficiency is higher than 0.965 during the universal input range. Keywords：Power Factor Correction; Buck; CRM; Constant-on time control 1 引言 由于目前大多数用电设备中的非线性元件和储能元件的存在会使输入交流电流波形发生严重畸变，网侧输入功率因数很低，为了满足国际标准IEC61000-3-2的谐波要求[2]，必须在这些用电设备中加入功率因数校正电路（Power Factor Correction-PFC）。传统的有源PFC电路一般用Boost拓扑，这是因为Boost电路具有控制容易、驱动简单并且理论上实现输入电流可以完全跟踪输入电压。但是Boost电路具有输出电压高的缺点，而且在宽范围输入（90Vac-265Vac）条件下，在低电压输入时效率会比高压输入时下降1.5%-2%。在小功率AC/DC应用场合(<150W)，降压（Buck）拓扑能够在整个输入电压范围内保持较高效率。更重要的时，由于AC/DC适配器应用中的散热设计都是根据效率最低点来设计的，因此boost功率因数校正器在输入低压时的低效率，成为严重制约适配器的功率密度和效率提高的瓶颈。而Buck拓扑应用在AC/DC时效率不会随输入电压有很大的变化，因此热设计也相对简单，能够实现高的功率密度。 采用Buck电路作为功率因数校正器在文献[3]-[5]中已经被提出，文献中所采用的控制方法都为定频率PWM控制。文献[1]中提出的是电流箝位Buck（clamped-current buck,CCB），其工作原理为普通的峰值电流控制方式加上变斜率的斜波补偿实现。但是在电压峰值附近处电流会处于连续工作状态，造成二极管的反向恢复损耗，而且输入电流的功率因数很难在全电压输入范围内都保持在0.9以上。本文中所述的Buck PFC采用恒导通时间法的临界模式控制（Critical Mode－CRM），使Buck 电感电流下降到零时开通开关管，每个周期导通时间恒定，由于其没有二极管的反向恢复问题，同时在开关管开通前漏源极电压通过结电容与电感的谐振，实现零电压开通，其效率较高。 2 Buck PFC分析与优化设计 2.1 恒定导通时间Buck PFC的控制原理 图1所示为临界模式Buck PFC的系统框图，当过零检测电路检测到电感电流下降到零时开通开 关管，此时比较器的正端锯齿波信号开始上升，当锯齿波信号达到运放的输出电压V EAO的时候，比较器输出高电平，开关管关断。由于锯齿波的上升斜率是恒定的，V EAO在一个工频周期内可以视为固定值，
DCDC开关电源管理芯片的设计
DC-DC开关电源管理芯片的设计 引言 电源是一切电子设备的心脏部分，其质量的好坏直接影响电子设备的可靠性。而开关电源更为如此，越来越受到人们的重视。目前的计算机设备和各种高效便携式电子产品发展趋于小型化，其功耗都比较大，要求与之配套的电池供电系统体积更小、重量更轻、效率更高，必须采用高效率的DC/ DC开关稳压电源。 目前电力电子与电路的发展主要方向是模块化、集成化。具有各种控制功能的专用芯片，近几年发展很迅速集成化、模块化使电源产品体积小、可靠性高，给应用带来极大方便。 从另一方面说在开关电源DC-DC变换器中，由于输入电压或输出端负载可能出现波动，应保持平均直流输出电压应能够控制在所要求的幅值偏差范围内，需要复杂的控制技术，于是各种 PWM控制结构的研究就成为研究的热点。在这样的前提下，设计开发开关电源DC-DC控制芯片，无论是从经济，还是科学研究上都是是很有价值的。 1. 开关电源控制电路原理分析 DC－DC变换器就是利用一个或多个开关器件的切换，把某一等级直流输入电压变换成另—等级直流输出电压。在给定直流输入电压下，通过调节电路开关器件的导通时间来控制平均输出电压控制方法之一就是采用某一固定频率进行开关切换，并通过调整导通区间长度来控制平均输出电压，这种方法也称为脉宽调制［PWM］法。 PWM从控制方式上可以分为两类，即电压型控制（voltage mode control）和电流型控制（current mode control）。电压型控制方式的基本原理就是通过误差放大器输出信号与一固定的锯齿波进行比较，产生控制用的PWM信号。从控制理论的角度来讲，电压型控制方式是一种单环控制系统。电压控制型变换器是一个二阶系统，它有两个状态变量：输出滤波电容的电压和输出滤波电感的电流。二阶系统是一个有条件稳定系统，只有对控制电路进行精心的设计和计算后，在满足一定的条件下，闭环系统方能稳定的工作。图1即为电压型控制的原理框图。 图1 电压型控制的原理框图 电流型控制是指将误差放大器输出信号与采样到的电感峰值电流进行比较．从而对输出脉冲的占空比进行控制，使输出的电感峰值电流随误差电压变化而变化。电流控制型是一个一阶系统，而一阶系统是无条件的稳定系统。是在传统的PWM电压控制的基础上，增加电流负反馈环节，使其成为一个双环控制系统，让电感电流不在是一个独立的变量，从而使开关变换器的二阶模型变成了一个一阶系统。信号。从图2中可以看出，与单一闭环的电压控制模式相比，电流模式控制是双闭环控制系统，外环由输出电压反馈电路形成，内环由互感器采样输出电感电流形成。在该双环控制中，由电压外环控制电流内环，即内环电流在每一开关周期内上升，直至达到电压外环设定的误差电压阂值。电流内环是瞬时快速进行逐个脉冲比较工作的，并且监测输出电