D类功率放大器设计报告

D类功率放大器设计报

告

目录

摘要

关键字

1.设计分析

2.系统方案

2.1前置放大电路的论证与选择

2.2三角波产生电路的论证与选择

2.3调制电路的设计

2.4整形、延时、驱动及功放输出电路设计

2.5低通滤波器设计

3.测试方案与测试结果

3.1电路测试

3.2测试结果与改进方案

4.测试结果

4.1测试结果

4.2结果数据分析

附录1：参考文献

附录2：电路图

摘要

本文主要论述了D类功率放大器的系统设计方案、理论分析与计算和系统硬软件设计等，D类功率放大器由+5V电源供电，整个系统主要由前置放大电路、三角波产生电路、PWM调制电路、功率放大电路、低通滤波电路组成。通过该系统的各个部分的功能实现了对音频信号的放大作用。

关键词

D类功率放大器、PWM脉宽调制、功率放大、四阶巴特沃斯滤波器、H 桥功率放大器电路

D类功率放大器

1.设计分析

音频功率放大器的目的，是以要求的音量和功率水平在发声输出元件上重新产生真实、高效和低失真的输入音频信号。衡量音频放大器优劣的主要性能，一是它的频率特性指标，包括频率响应、谐波失真度和互调失真度；二是它的时间特性指标，包括瞬态响应、瞬态互调失真和阻尼系数；三是信号噪声比、最大输出动态范围、最大功率和效率；尤其第三个方面的性能指标主要由功率放大器实现。传统的低频功率放大器主要有：A类(甲类)、B类(乙类) 及AB (甲乙类)。

A类放大器的晶体管总是处于导通状态，即在一个输入信号周期内，功率器件都是导通的，也就是说没有信号输入时，晶体管也有输出功率，因此晶体管功耗非常大。因为通常有很大的直流偏置电流流过晶体管，而没有提供给负载，尽管其效率很低(约20%)，但精度非常高。它的优点是输出信号的失真比较小，缺点是输出信号的动态范围小、效率低，理想情况下其效率为25 %。

B类放大器采用两只晶体管推拉工作，每只晶体管工作半个周期：一只晶体管工作于输入信号的正半周，另一只晶体管则工作于输入信号的负半周，因此在理论上两只晶体管不会在同一时间内导通。在没有输入的情况下，两只晶体管均处于截止状态且无输出功率，因此其效率高于A类放大器。由于晶体管都需要一定的开通时间，这样，在两只三极管交

替工作过程中，输出端存在一个短暂的无输出功率状态，这个无功率区域称为交越区，这就造成了相对较大的信号失真。在理想情况下，其效率为75%，实际使用中，效率约为40%左右。

AB 类放大器与B 类放大器非常相似，由于AB 类放大器使用了小的直流偏置电流，使两只晶体管在同一时刻微导通以消除交越失真，因而其性能有所改善。AB 类放大器的效率(约为50%)不如B 类放大器高，但精度得到了提高，因此常作为音频放大器使用。

D 类放大器由于采用了不同于上述各类放大器的拓扑结构（见图2-10），其功耗远低于上述任何一类放大器。

2.系统方案

根据设计要求及对各类低频功率放大器的分析，本设计选用D 类放大器，它由前置放大

器、三角波产生电路、脉宽调制器、整形电路、延时及驱动电路、功率放大器及低通滤波器等组成。其系统框图如图所示。

前置放大器的作用一方面要满足系统对输入阻抗大于ΩK 10的要求，另一方面可使电压放大倍数从1至20倍可调，前置放大电路由宽带运算放大器及电阻、电容组成。

20N ≥时，调制器输出端产生的矩形脉冲，其宽度正比于正弦波的幅值与三角波幅值之比，

即在每个音频信号周期内，PWM 脉冲的占空比正比于

音频信号的幅度，考虑到低通滤波器的幅频特性，本设计选用四阶巴特沃思LC 滤波器，它对KHz 150的载波信号衰减达dB 60。因此，综合考虑上述因素，三角波产生电路的频率选为KHz 150，三角波电路由宽带运算放大器及高速电压比较器组成。

脉宽调制器由于使用自然采样法产生PWM 脉冲，故电路采用高速电压比较器。由于设计要求功率放大器为+5V 供电，这样电压比较器也采用单电源供电，因而电压比较器输出为单极性PWM 调制信号。

整形电路的作用是将调制器输出的PWM 信号变换成为一对反相的脉冲信号，以驱动功放电路，本系统采用反相施密特触发器作为整形电路。

延时及驱动电路的作用一是将整形电路输出的一对反相的脉冲信号进行适当的延时，以避免H 桥MOS 管上、下同时导通；二是给功放管提供合适的驱动电流。

D 类功率放大器采用增强型MOS 管组成的H 桥高速开关电路，由于它工作于开关状态，输出管的功率损耗极低，因而有效功率可以达到很高。

2.1前置放大电路的论证与选择

方案一：采用仪用放大器实现前置放大

当输入信号离测量放大器较远或干扰较大时，会造成两点地电位不统一，这样不可避

免存在长线干扰和传输网络阻抗不对称引入的误差。为了抑制干扰、减少误差，运放通常采用差动输入方式。

仪用放大器的特点是：

高输入阻抗，以抑制信号源于传输网络电阻不对称引入的误差； 高共模抑制比，以抑制各种共模干扰引入的误差； 高增益及宽的增益调节范围，以适应信号源电平的宽范围；

抑制共模信号干扰的最常用的方法，是在基础同相并联电路之后，再接一级差动运算放大器，电路如图2-19所示，它不仅能割断共模信号的传送，还将双端变单端，以适应接地负载的需要。

仪用放大器均采用双电源供电，由于设计要求功率放大器的电源电压为+5V ，如果前置放大器采用双电源供电，则信号在处理过程中要采用提升直流电压的方法来变换信号，电路形式过于复杂。

方案二：采用同相输入的运算放大器实现前置放大

按设计要求，功放部分为单电源供电，故前置放大及整个系统均采用单电源供电为宜。由于设计要求电压增益为1—20倍连续可调，输入信号最高频率为kHz 20，且输入阻抗要求不高，为k Ω10，故本设计采用具有单电源供电的运放组成的前置放大器。电路如图2-20所示。能够使用单电源供电的运放有uA741、oP07、NE5532及TLC4502等。

对于uA741和OP07在相同输入条件下，当电压增益为100时，对应的带宽为kHz 10；对于NE5532，当电压增益为100倍时，带宽为kHz 130；对于TLC4502，当电压增益为100倍时，带宽为.3MHz 1。因此选用宽频带、低漂移的运放TLC4502，组成增益可调的同相宽带放大器，路如图2-20所示。

2) 电路参数选择及电压增益的确定

由设计要求，整个功放的电压增益从1—20连续可调，当功放输出的最大不失真功率为1W 时，其负载8Ω电阻上的电压计算过程如下：

因为

o P 为最大不失真输出功率，o V 为负载Ω=8L R 电阻实际电压的有效值，

这样 而

o

V 的幅值

其峰-峰值

故Ω8负载的峰—峰值

由于送至脉宽调制器3A 输入音频信号P P V -不能大于2V ，这样，功率放大器最大输入信号为2V ，所以功率放大器的最大电压增益42/82==V A 。由设计要求，系统总的电压增益

20

21=?=V V V A A A ，其中42=V A ，所以要求前置放大器的电压增益5

1=V A ，即可满足要

求。之所以选择同相放大器，是因为它的输入阻抗较大，容易实现输入电阻k Ω10≥i R 的要求，同时运放在单电源供电时仍能正常地放大。

取4A 的

V 5.22==

+CC

V V ，由于设计要求系统的输入电阻大于k Ω10，故取k Ω511110==R R ，

则k Ω5.252/51==i R 。为精确调整，11R 选用k Ω100可调电位器。

因为 取 则 取标称阻值

k Ω

1.513=R ，为调整方便，12R 选用k Ω50可调电位器。

2.2三角波产生电路的论证与选择

按设计要求，功率放大电路为+5V 单电源供电，这样就要求D 类放大器的调制信号为PWM 单极性调制方式，因而本设计确定整个系统均采用+5V 直流电源供电。

方案一：三角波产生电路由宽带运放及高速电压比较器组成。

三角波产生电路如图2-16所示，其中1R ，2R ，3R ，1C 及1A 组成积分器，4R 、5R 、6

R 及2A 组成滞回比较器。

积分器所用的运放采用宽频、低漂移运放TLC4502，电压比较器采用LM311。 由于采用+5V 直流电源供电，我们将运放1A ⑥脚和电压比较器2A ③脚的电位用3R 调整 为+2.5V ，同时设

5

R 为k Ω100，并忽略比较器高电平时

6

R 上的压降，则4R 的求解过程为

取标称值439k ΩR =。

选定工作频率kHz 150=o f ，并设定k Ω2021=+R R 。则电容1C 的计算过程如下：

对电容1C 的恒流充电或放电电流为 电容两端电压值为 其中1T 为半周期，

o

f T T 2121==

，1C V 的最大电压值为2V ，则

取pF 2201=C ，k Ω102=R ，1R 采用k Ω20可调电位器，使振荡频率o f 在kHz 150左右有较大的调整范围。

方案二：三角波产生电路采用宽带运放。

电路如图2-17所示，该电路采用+5V 单电源供电方式，以产生单极性三角波信号。其中1R 、2R 、3R 、5R 及1A 组成电压比较器，4R 、1C 及2A 组成积分器，1A 和2A 均采用宽带运放NE5532。

通过调整1R 和2R ，使得1A ②脚和2A ⑤脚位+2.5V 电压，为得到准确值，1R 取k Ω10，2

R 用k Ω20

三角波的幅值为 三角波频率为

其中，4R 取k Ω20，3R 用k Ω500可调电位器代替，5R 用k Ω50可调电位器代替，调整5R ，可使三角波的幅值V 1=om V ，三角波的频率kHz 150=f 。

经比较，使用方案一电路产生的三角波线性度不够好，方案二电路得到的三角波线性度良好，而且得到三角波幅值与频率均能满足设计要求，故本设计三角波产生电路选用方案二。

2.3调制电路的设计

2.3.1 PWM 调制原理

三角波调制法是建立在每一个特定时间间隔能量等效于正弦波所包含能量的概念上发展起来的一种脉宽调制法，如图2-13所示。

为了得到接近于正弦波的脉宽调制波形，将正弦波的一个周期在时间上划分成N

等份（N

为偶数），每一份脉宽都是N π

2，这样

就可以分别计算出在各个时间间隔内正弦波所

包含的面

图2-13

PWM 脉宽调制示意图

积，如图2-14所示。图2-14所示的PWM 调制波形中每个特定的时间间隔，都可以用一个脉宽与之对应的正弦波所包含的面积相等或成比例。通过其脉冲幅值都等于m V ?的矩形脉冲来代替正弦波的部分，这样N 个宽度不等的脉冲就组成了一个与正弦波等效的脉宽调制波形。假设正弦波的幅值为m V ，等效矩形波形的幅值为m V ?，则各等效矩形脉冲波的宽度i δ为

N

V V i m m π

βsin sin 2

?=?……………………………..式(2.1)

式中

K 321,2、、=-=

i N N i i π

πβ

i β是各时间间隔分段的中心角，也是各等效脉冲位置的中心角。式2.1表明：由能量

等效法得出的等效脉冲宽度δ与分段中心角i β的正弦值成正比。

用三角波来实现脉宽调制，可以很方便的利用由运算放大器组成的比较器来完成这一功能。假设三角波的频率?f 与正弦波的频率i f 之比为i f f /?（载波比），为了使输出波形满足奇函数，N 应该是偶数。如果假定在正弦波大于三角波部分所产生脉冲的中心位置在每一段脉冲的中心，并以i β代表的话，则角度i β为

从图2-14可以看出，由于abg ?与cdg ?相似，所以 这样

图2-14

由于

m V hg ?= （m V ?三角波幅值） i m V βsin lg = （m V 为正弦波幅值） 如果令脉宽cd i ≈δ，则 当20≥N 时，

将

N N i i ππβ-

=

2代入式2.1可以得到

??

?

??-=?N N i N V V m m i πππδ2sin sin 2

……………………….式(2.2)

式2.2说明：当载波比N 固定，且大于20以上时，在比较器输出端产生的矩形脉冲，其宽度正比于正弦波的幅值与三角波幅值之比，该脉冲宽度也正比于分段中心角i β的正弦值。对于脉宽调制波形，其基波和各次谐波的幅值表达式为

∑=+-=

2

11

2cos

cos 2)

1(4N k i

i k mn n E V δβπ……………………式(2.3)

∑

=+-=

2

1

112cos

cos 2)1(4N k i

i k m E

V δβπ

………….….….…式(2.4)

由式2.3与式2.4可知：基波幅值1m V 及各次谐波幅值mn V 与脉冲宽度i δ有关，而脉冲宽

度i δ又与调幅比

m

m V V ?有关。

在正弦波的幅值小于三角波的幅值时，比较器输出电压的基波分量几乎与调制波的调幅比呈线性关系，即

故在每个音频信号周期内，PWM 脉冲的占空比正比于音频信号的幅度。 通过对脉冲宽度调制原理的分析，由电压比较器及外围电阻组成的

PWM 调制电路能满足设计要求，高

速电压比较器选用精密、高速

比较器

LM393，电路如图2-18所示。

将三角波产生电路得到的频率为kHz 150三角波经2C 耦合，送至3A 反相输入端；音频信号经3C 耦

合送至

3A 同相输入端。由于比较器采用+5V 单电源供电，以产生单极性PWM 信号，通过6R 和7R 及8

R 和9R 组成分压电路，分别给3A 同相输入端和反相输入端提供2.5V 的静态电位，取

k Ω1086==R R ，为精确调整2.5V 电位，7R 和9R 选用k Ω20可调电位器。由于三角波峰-峰值V 2=-P P V 。所以要求音频信号的P P V -不能大于V 2。否则会使得功放产生失真。

2.4整形、延时、驱动及功放输出电路设计

2.4.1 非重叠时间的建立（驱动死区时间的建立）

音频信号

PWM

电路如图2-21所示，本设计功放级为H 桥互补对称输出电路，它由107~T T 四只增强型场效应管组成，其工作形式是当7T 、10T 导通时，8T 、9T 截止。由于增强型场效应管有非常低的导通电阻，因而避免上下管同时导通的情况显得很重要，因为它会产生一个从+5V 到地的低电阻路径通过晶体管，从而产生很大的冲击电流：最好的情况是晶体管发热并消耗功率，最坏的情况是晶体管被毁坏，所以对晶体管的控制应该后开先合，这可以通过延时电路提供的一对有时间差别的反相脉冲信号来完成。由脉冲宽度调制器输出的PWM 信号经施密特触发器CC40106整形后，一路送到14R ，15R ，5C ，1T 组成的延时电路，另一路由另一个CC40106芯片送至由17R 、18R 、6C 及2T 组成的反相电路。

在由14R 、15R 、5C 及1T 组成的延时电路中，通过调整14R 和5C 来控制1T 饱和导通的时间。使1T 上升沿比2T 下降沿延时μs 1~μs 1.0，从而达到控制功功率管导通时序。在17

R 、6C 及2T 组

成的反相电路中，6C 的作用是加速2T 的导通和截止。 2.4.2 驱动及功放输出电路

(1).原理

在D 类放大器中，比较器的输出与功率放大电路相连，功放电路采用金属氧化物场效应管(MOSFET)替代双极型晶体管(BJT)，这是由于前者具有更快的响应时间，因而适用于高频工作

模式。D 类放大器需要两只MOSFET ，它们在非常短的时间内可完全工作在导通或截止状态下。当一只MOSFET 完全导通时，其管压降很低；而当MOSFET 完全截止时，通过管子的电流为零。两只MOSFET 交替工作在导通和截止状态的开关速度非常快，因而效率极高，产生的热量很低，所以D 类放大器不需要散热器。

D 类放大器的两只MOSFET 采用半桥连接结构，一只是N 沟道MOSFET(NMOS)，另一只是P 沟道MOSFET(PMOS)。为使MOSFET 完全导通，它必须工作在饱和状态。对于NMOS 管，栅源电

压(VGS)必须高于阈值电压(VT 3V)。由于MOSFET 在电阻区域内的VGS 电压可能

图2.3：NMOS

在3至4V 之间，因此VGS 最好选为5V 。当VGS 为5V 时，MOSFET 相当于短路，没有管压降，电源电压全部加在电阻上；当VGS 低于VT 时，MOSFET 截止，相当于开

图2.4：PMOS

路，电阻中没有电流，电源电压全部加在MOSFET上(如图2.3)。对于一个PMOS管，VT 为负压(VT -3V)，此时为使MOSFET导通，VGS必须比VT更低(VGS -5V)。截止时VGS则需要高于VT(VGS > VT)，如图2.4所示。

基于上述原理，NMOS管和PMOS管的连接方式如图2.5所示。当栅极输入为高电平(VGS 5V)时输出为低电平；当栅极输入为负电平(VGS -5V)时输出为高电平。比较器的输出(即MOSFET

由A 4输出的PWM 脉冲

的输入)应为两种电压以确保NMOS 和PMOS 管能够完全导通或截止。

图2.5：半桥连接 （2）设计

信号经D 类放大器中的功放级之后通过一个低通滤波器来恢复原始信号，一个简单的LC 滤波器可以将PWM 信号复原为具有一定失真的模拟信号波形，与滤波器相连的是一个模拟扬声器的8Ω电阻。

为提高功率管的开关速度，应该为功率管提供一个产生较大驱动电流的驱动电路，该电路由3T 和4T 及5T 和6T 分别以共集电极电路组成。由于共集电极电路具有很低的输出阻抗，又有较大的电流放大作用，故该电路由三极管组成。功放电

图2-21

整形、延时、驱动

及功放输出电路 路由7T 、

8T 、9T 、

10T 组成，采 用增强型场效应管，其中P 沟道管采用

IRFD9120，N 沟道管采

用

IRFD120。之所以采用场效 应管而不

采用三极管作为功放输出，是因为三极管需要多达20%的额外集电极电流以保证饱 和度，而增强型场效应管需要的驱动电流小得多，由于它是一种多数载流子器件，其电荷存储效应不是很明显，故它能够以较高的速度工作；另外，它没有三极管特有的二次击穿机理，故发生热击穿的可能性较小。互补PWM 驱动信号交替开启7T 和10T （或8T 和9T ）

2.5低通滤波器设计

由于D 类功放管最终输出是一个音频方波，为了从PWM 波形中提取音频信号，需要将D 类功放的输出送人一个低通滤波器再接负载。设计时采用4阶巴特沃思通滤波器。由于音频信号最高频率为20kHz ，要做到20kHz 带宽内增益下降小于3dB ，则要求滤波器具有截止频率为40kHz 的巴特沃思响应，以达到最大平坦通带，本系统根据归一化LPF 来设计巴特沃思四阶低通滤波器。 1) 归一化LPF 设计方法

归一化低通滤波器设计数据，指的是特征阻抗为Ω1且截止频率为Hz 159.021

≈π的基准

低通滤波器的数据。

在设计巴特沃思型的归一化LPF 的情况下，以巴特沃思的归一化LPF 设计数据为基准滤波器，将它的截止频率和特征阻抗变换为待设计滤波器的相应值。

对滤波器截止角频率的变换是通过先求出待设计滤波器截止角频率与基准角频率的比值M ，再用这个M 去除滤波器中的所有元件值来计算所需参数，其计算公式如下：

基准滤波器的截止频率率

待设计滤波器的截止频=

M ………….…………….式(2.5)

表2-3 归一化巴特沃斯型LPF

对滤波器的特征阻抗的变换时通过先求出待设计滤波器特征阻抗与基准滤波器特征阻抗的比值K ，再用这个K 去乘基准滤波器中的所有电感元件值和用这个K 去除基准滤波器中所有电容元件值来计算所需参数。其计算公式如下：

基准滤波器的特征阻抗抗

待设计滤波器的特征阻=

K ………….…………….式(2.6)

那么，对于待设计的LPF 滤波器而言，其计算公式为：

(base)

(new)K L M

L =?………..….….….…..…...式(2.7)

(base)

(new)C M K C =? …………..…………………...式(2.8)

表2-3给出了2~5阶巴特沃思型滤波器的基准滤波器数据，并可按图2-22所示步骤进行滤波器的设计。 2) 参数计算

由设计要求，3dB 通频带为20kHz ~300，故滤波器截止频率为40kHz 。由于功率管是交替开启7T 、10T （或8T 、9T ），则与7T 、8T 输出连的低通滤波器的负载为4Ω，故按最大功率传输原则，四阶巴特沃思低通滤波器的特

征阻抗选为4Ω。

① 截止频率变换 图

2-22 用归一化LPF 设计滤波器的步骤

由式(2.5)，所要求设计的LPF 的截止频率为40kHz ，故

340

10Hz 5

2.512101Hz

2M π?==?（）………………………..式(2.9)

② 特征阻抗变换

由式(2.6)，所要求设计的LPF 的特征阻抗为Ω4，故

441K Ω

=

=Ω………………….……….….….式(2.10)

③ 四阶Butterworth 低通滤波器的电感电容参数

由表2-3中四阶Butterworth 低通滤波器的归一化LPF 基准滤波器的参数，设

H 76537.0L 1=、H 84776.1L 2=、F 84776.1C 1=、F 76537.0C 2=，将式(2.5)、式(2.6)代入式

(2.7)中得到待设计LPF 的电感参数为

将式(2.9)、式(2.10)代入式(2.8)中得到待设计LPF 的电容参数为

取μF 2.21NEW =C ，μF 12NEW =C ，电感采用无损磁芯及细包漆线绕制而成，其电感值可用专用测量仪器测量得到，故可取理论值为其实际值来绕制电感线圈。

3.测试方案与测试结果 3.1电路测试

3.1.1三角波产生电路的调试

（1）、将2号管脚的点位调至2.5V

（2）然后调节电阻R3与R5的阻值，以此来调节三角波的频率与幅值。

三角波的幅值： 三角波的频率：

用以上方法将三角波的幅值调至2V ，频率调至150KHZ 左右。 （1）将3号管脚的电位调至2.5V

（2）然后调节电阻R12，将放大后的信号幅值调至1.8V 左右。 （1）将2号管脚和3号管脚的电位调至2.5V （2）调节R15，使输出波形成一方波

调节470电阻，使1T 上升沿比2T 下降沿延时μs 1~μs 1.0。 （1）使用函数信号发生器输入信号，将示波器接入电路。 （2）接通电源。 （3）观察波形。

3.2测试结果与改进方案

观察到波形明显失真，由于三角波产生电路、前置放大电路、脉宽调制电路与延时电

路均以调节达到要求。

经分析，可能是由于四阶巴特沃斯滤波器特征阻抗不匹配，所以将滤波器的特征阻抗调整为3。

9.22H

22.07H

将式(2.9)、式(2.10)代入式(2.8)中得到待设计LPF 的电容参数为

2.45 F

1.01 F

经测试，改进后波形失真明显减少，结果符合设计要求。

4.测试结果 4.1测试结果

f=1KHZ

Vcc=4.9V

I=0.30

Vpp1=3.60

４．２结果数据分析

根据以上结果可知

1. 3dB 通频带为300Hz ～3400Hz 时，输出正弦信号无明显失真，最大不失真输出功率

W 1≥，输入阻抗k Ω10>，电压放大倍数1～20连续可调；

2.在输出功率500mW 时，功率放大器的效率（输出功率/放大器总功耗）%50≥；

3.3dB 通频带扩展至300Hz ～20kHz 时，输出功率保持为m W 200。 综上所述，本设计符合要求。

附录1:参考文献

[1] 康华光.电子技术基础——模拟部分.北京：高等教育出版社，2010 [2] 王朝英，信号处理原理，北京：北京交通大学，2005 [3] E.A.帕尔.怎样使用运算放大器.北京：人民邮电出版社，1985 [4]谢嘉奎.电子线路——线性部分.北京：高等教育出版社，1999 [5]瞿安连.应用电子技术.北京：科学出版社，2003 附录2：电路图