射频中的回波损耗,反射系数,电压驻波比以及S参数的含义和关系说课材料
射频中的回波损耗,反射系数,电压驻波比以及S 参数的含义
和关系
回波损耗,反射系数,电压驻波比, S11这几个参数在射频微波应用中经常会碰到, 他们各自的含义如下:
回波损耗(Return Loss): 入射功率/反射功率, 为dB数值
反射系数(Г):反射电压/入射电压, 为标量
电压驻波比(Voltage Standing Wave Ration): 波腹电压/波节电压
S参数: S12为反向传输系数,也就是隔离。S21为正向传输系数,也就是增益。S11为输入反射系数,也就是输入回波损耗,S22为输出反射系数,也就是输出回波损耗。
四者的关系:
VSWR=(1+Г)/(1-Г)(1)
S11=20lg(Г)(2)
RL=-S11 (3)
以上各参数的定义与测量都有一个前提,就是其它各端口都要匹配。这些参数的共同点:他们都是描述阻抗匹配好坏程度的参数。其中,S11实际上就是反射系数Г,只不过它特指一个网络1号端口的反射系数。反射系数描述的是入射电压和反射电压之间的比值,而回波损耗是从功率的角度来看待问题。而电压驻波的原始定义与传输线有关,将两个网络连接在一起,虽然我们能计算出连接之后的电压驻波比的值,但实际上如果这里没有传输线,根本不会存在驻波。我们实际上可以认为电压驻波比实际上是反射系数的另一种表达方式,至于用哪一个参数来进行描述,取决于怎样方便,以及习惯如何。
回波损耗、反射系数、电压驻波比以及S参数的物理意义
(2009-06-08 20:58:00)
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回波损耗
反射系数
电压驻波比
s参数
电子科技大学
以二端口网络为例,如单根传输线,共有四个S参数:S11,S12,S21,S22,对于互易网络有S12=S21,对于对称网络有S11=S22,对于无耗网络,有S11*S11+S21*S21=1,即网络不消耗任何能量,从端口1输入的能量不是被反射回端口1就是传输到端口2上了。在高速电路设计中用到
以二端口网络为例,如单根传输线,共有四个S参数:S11,S12,S21,S22,对于互易网络有S12=S21,对于对称网络有S11=S22,对于无耗网络,有S11*S11+S21*S21=1,即网络不消耗任何能量,从端口1输入的能量不是被反射回端口1就是传输到端口2上了。在高速电路设计中用到的微带线或带状线,都有参考平面,为不对称结构(但平行双导线就是对称结构),所以S11不等于S22,但满足互易条件,总是有S12=S21。假设Port1为信号输入端口,Port2为信号输出端口,则我们关心的S参数有两个:S11和S21,S11表示回波损耗,也就是有多少能量被反射回源端(Port1)了,这个值越小越好,一般建议S11<0.1,即-20dB,S21表示插入损耗,也就是有多少能量被传输到目的端(Port2)了,这个值越大越好,理想值是1,即0dB,越大传输的效率越高,一般建议S21>0.7,即-3dB,如果网络是无耗的,那么只要Port1上的反射很小,就可以满足S21>0.7的要求,但通常的传输线是有耗的,尤其在GHz以上,损耗很显著,即使在Port1上没有反射,经过长距离的传输线后,S21的值就会变得很小,表示能量在传输过程中还没到达目的地,就已经消耗在路上了。
对于由2根或以上的传输线组成的网络,还会有传输线间的互参数,可以理解为近端串扰系数、远端串扰系统,注意在奇模激励和偶模激励下的S参数值不同。
需要说明的是,S参数表示的是全频段的信息,由于传输线的带宽限制,一般在高频的衰减比较大,S参数的指标只要在由信号的边缘速率表示的EMI发射带宽范围内满足要求就可以了。
回波损耗,反射系数,电压驻波比, S11这几个参数在射频微波应用中经常会碰到, 他们各自的含义如下:
回波损耗(Return Loss): 入射功率/反射功率, 为dB数值
反射系数(Г):反射电压/入射电压, 为标量
电压驻波比(V oltage Standing Wave Ration): 波腹电压/波节电压
S参数: S12为反向传输系数,也就是隔离。S21为正向传输系数,也就是增益。S11为输入反射系数,也就是输入回波损耗,S22为输出反射系数,也就是输出回波损耗。
四者的关系:
VSWR=(1+Г)/(1-Г)(1)
S11=20lg(Г)(2)
RL=-S11 (3)
以上各参数的定义与测量都有一个前提,就是其它各端口都要匹配。这些参数的共同点:他们都是描述阻抗匹配好坏程度的参数。其中,S11实际上就是反射系数Г,只不过它特指一个网络1号端口的反射系数。反射系数描述的是入射电压和反射电压之间的比值,而回波损耗是从功率的角度来看待问题。而电压驻波的原始定义与传输线有关,将两个网络连接在一起,虽然我们能计算出连接之后的电压驻波比的值,但实际上如果这里没有传输线,根本不会存在驻波。我们实际上可以认为电压驻波比实际上是反射系数的另一种表达方式,至于用哪一个参数来进行描述,取决于怎样方便,以及习惯如何。
回波损耗与VSWR之间的转换关系, 读者可以采用上面的式子1和2来手动计算.
反射系数行波系数驻波比回波损耗
1定义:
天馈线匹配:阻抗匹配的优劣一般用四个参数来衡量,即反射系数,行波系数,驻波比和回波损耗,四个参数之间有固定的数值关系,使用那一个均出于习惯。通常用的较多的是驻波比和回波损耗.
比:它是行波系数的倒数,其值在1到无穷大之间。驻波比为1,表示完全匹配;驻波比为无穷大表示全反射,完全失配。在移动通信系统中,一般要求驻波比小于1.5。
回波损耗:它是反射系数绝对值的倒数,以分贝值表示。回波损耗的值在0dB
的到无穷大之间,回波损耗越大表示匹配越好。0表示全反射,无穷大表示完全匹配。在移动通信系统中,一般要求回波损耗大于14dB。
2公式表达
2.1 驻波比:
S=电压最大值/电压最小值
=Umax/Umin
2.2 行波系数:
K=电压最小值/电压最大值=Umin/Umax
=(入射波振幅-反射波振幅)/(反射波振幅+入射波振幅)
2.3 反射系数:
P=反射波振幅/入射波振幅
=(传输线特性阻抗-负载阻抗)/(传输线特性阻抗+负载阻抗)
即P=︱(Zb-Za)/(Zb+Za)︱取绝对值
2.4回波损耗:
L=1/P=︱(Zb+Za)/(Zb-Za)︱
2.5 驻波比与反射系数:
S=(1+P)/(1-P)
vswr
VSWR翻译为电压驻波比(Voltage Standing Wave Ratio),一般简称驻波比。电磁波从甲介质传导到乙介质,会由于介质不同,
电磁波的能量会有一部分被反射,从而在甲区域形成“行驻波”。电压驻波比,指的就是行驻波的电压峰值与电压谷值之比,
此值可以通过反射系数的模值计算: VSWR=(1+反射系数模值)/(1-反射系数模值)。而入射波能量与反射波能量的比值为 1:
(反射系数模的平方) 由上可知,驻波比越大,反射功率越高,传输效率越低。
目录
简介
具体描述
简介
具体描述
展开
编辑本段
VSWR翻译为电压驻波比(Voltage Standing Wave Ratio),一般简称驻波比。
电磁波从甲介质传导到乙介质,会由于介质不同,电磁波的能量会有一部分被反射,从而在甲区域形成“行驻波”。
电压驻波比,指的就是行驻波的电压峰值与电压谷值之比,此值可以通过反射系数的模值计算:
VSWR=(1+反射系数模值)/(1-反射系数模值)。
而入射波能量与反射波能量的比值为1:(反射系数模的平方)
从能量传输的角度考虑,理想的VSWR为1:1 ,即此时为行波传速状态,在传输线中,称为阻抗匹配;最差时VSWR无穷大,此时反射系数模为1,为纯驻波状态,称为全反射,没有能量传输。
由上可知,驻波比越大,反射功率越高,传输效率越低。
编辑本段
具体描述
电压驻波比(VSWR)
电压驻波比(VSWR)是射频技术中最常用的参数,用来衡量部件之间的匹配是否良好。当业余无线电爱好者进行联络时,当然首先会想到测量一下天线系统的驻波比是否接近1:1,
如果接近1:1,当然好。常常听到这样的问题:但如果不能达到1,会怎样呢?驻波比小到几,天线才算合格?为什么大小81这类老式的军用电台上没有驻波表?
VSWR及标称阻抗
发射机与天线匹配的条件是两者阻抗的电阻分量相同、感抗部分互相抵消。如果发射机的阻抗不同,要求天线的阻抗也不同。在电子管时代,一方面电子管本输出阻抗高,另一方面低阻抗的同轴电缆还没有得到推广,流行的是特性阻抗为几百欧的平行馈线,因此发射机的输出阻抗多为几百欧姆。而现代商品固态无线电通信机的天线标称阻抗则多为50欧姆,因此商品VSWR表也是按50欧姆设计标度的。
如果你拥有一台输出阻抗为600欧姆的老电台,那就大可不必费心血用50欧姆的VSWR计来修理你的天线,因为那样反而帮倒忙。只要设法调到你的天线电流最大就可以了。
VSWR不是1时,比较VSWR的值没有意义
正因为VSWR除了1以外的数值不值得那么精确地认定(除非有特殊需要),所以多数VSWR表并没有象电压表、电阻表那样认真标定,甚至很少有VSWR给出它的误差等级数据。由于表内射频耦合元件的相频特性和二极管非线性的影响,多数VSWR表在不同频率、不同功率下的误差并不均匀。
VSWR都=1不等于都是好天线
影响天线效果的最重要因素:谐振
让我们用弦乐器的弦来加以说明。无论是提琴还是古筝,它的每一根弦在特定的长度和张力下,都会有自己的固有频率。当弦以固有频率振动时,两端被固定不能移动,但振动方向的张力最大。中间摆动最大,但振动张力最松弛。这相当于自由谐振的总长度为1/2波长的天线,两端没有电流(电流波谷)而电压幅度最大(电压波腹),中间电流最大(电流波腹)而相邻两点的电压最小(电压波谷)。
我们要使这根弦发出最强的声音,一是所要的声音只能是弦的固有频率,二是驱动点的张力与摆幅之比要恰当,即驱动源要和弦上驱动点的阻抗相匹配。具体表现就是拉弦的琴弓或者弹拨的手指要选在弦的适当位置上。我们在实际中不难发现,拉弓或者拨弦位置错误会影响弦的发声强度,但稍有不当还不至于影响太多,而要发出与琴弦固有频率不同的声响却是十分困难的,此时弦上各点的振动状态十分复杂、混乱,即使振动起来,各点对空气的推动不是齐心合力的,发声效率很低。
天线也是同样,要使天线发射的电磁场最强,一是发射频率必须和天线的固有频率相同,二是驱动点要选在天线的适当位置。如果驱动点不恰当而天线与信号频率谐振,效果会略受影响,但是如果天线与信号频率不谐振,则发射效率会大打折扣。
所以,在天线匹配需要做到的两点中,谐振是最关键的因素。
在早期的发信机,例如本期介绍的71型报话机中,天线电路只用串联电感、电容的办法取得与工作频率的严格谐振,而进一步的阻抗配合是由线圈之间的固定耦合确定死的,在不同频率下未必真正达到阻抗的严格匹配,但是实际效果证明只要谐振就足以好好工作了。
因此在没有条件做到VSWR绝对为1时,业余电台天线最重要的调整是使整个天线电路与工作频率谐振。
天线的驻波比和天线系统的驻波比
天线的VSWR需要在天线的馈电端测量。但天线馈电点常常高悬在空中,我们只能在天线电缆的下端测量VSWR,这样测量的是包括电缆的整个天线系统的VSWR。当天线本身的阻抗确实为50欧姆纯电阻、电缆的特性阻抗也确实是50欧姆时,测出的结果是正确的。
当天线阻抗不是50欧姆时而电缆为50欧姆时,测出的VSWR值会严重受到天线长度的影响,只有当电缆的电器长度正好为波长的整倍数时、而且电缆损耗可以忽略不计时,电缆下端呈现的阻抗正好和天线的阻抗完全一样。但即便电缆长度是整倍波长,但电缆有损耗,例如电缆较细、电缆的电气长度达到波长的几十倍以上,那么电缆下端测出的VSWR还是会比天线的实际VSWR低。
所以,测量VSWR时,尤其在UHF以上频段,不要忽略电缆的影响。
不对称天线
我们知道偶极天线每臂电气长度应为1/4波长。那么如果两臂长度不同,它的谐振波长如何计算?是否会出现两个谐振点?
如果想清了上述琴弦的例子,答案就清楚了。系统总长度不足3/4波长的偶极天
线(或者以地球、地网为镜象的单臂天线)只有一个谐振频率,取决于两臂的总长度。两臂对称,相当于在阻抗最低点加以驱动,得到的是最低的阻抗。两臂长度不等,相当于把弓子偏近琴马拉弦,费的力不同,驱动点的阻抗比较高一些,但是谐振频率仍旧是一个,由两臂的总长度决定。如果偏到极端,一臂加长到1/2波长而另一臂缩短到0,驱动点阻抗增大到几乎无穷大,则成为端馈天线,称为无线电发展早期用在汽艇上的齐柏林天线和现代的1/2波长R7000垂直天线,当然这时必须增加必要的匹配电路才能连接到50欧姆的低阻抗发射机上。
偶极天线两臂不对称,或者两臂周围导电物体的影响不对称,会使谐振时的阻抗变高。但只要总电气长度保持1/2波长,不对称不是十分严重,那么虽然特性阻抗会变高,一定程度上影响VSWR,但是实际发射效果还不至于有十分明显的恶化。
QRPer不必苛求VSWR
当VSWR过高时,主要是天线系统不谐振时,因而阻抗存在很大电抗分量时,发射机末级器件可能需要承受较大的瞬间过电压。早期技术不很成熟时,高VSWR容易造成射频末级功率器件的损坏。因此,将VSWR控制在较低的数值,例如3以内,是必要的。
现在有些设备具有比较完备的高VSWR保护,当在线测量到的VSWR过高时,会自动降低驱动功率,所以烧末级的危险比20年以前降低了很多。但是仍然不要大意。
不过对于QRP玩家讲来,末级功率有时小到几乎没有烧末级的可能性。移动运用时要将便携的临时天线调到VSWR=1却因为环境的变幻而要绞尽脑汁。这时不必太丧气。1988-1989年笔者为BY1PK试验4W的CW/QRP,使用长度不足1.5米的三楼窗帘铁丝和长度为 1.5米左右的塑料线做馈线,用串并电容的办法调到天线电流最大,测得VSWR为无穷大,却也联到了JA、VK、U9、OH等电台。后来做了一个小天调,把VSWR调到1,但对比试验中远方友台报告说,VSWR的极大变化并没有给信号带来什么改进,好像信号还变弱了些,可能本来就微弱的信号被天调的损耗又吃掉了一些吧。
总之,VSWR道理多多。既然有了业余电台,总是免不了和VSWR打交道,不妨多观察、积累、交流各自的心得吧。
天线系统和输出阻抗
天线系统和输出阻抗为50欧的发信机的匹配条件是天线系统阻抗为50欧纯电阻。要满足这个条件,需要做到两点:第一,天线电路与工作频率谐振(否则天线阻抗就不是纯电阻);第二,选择适当的馈电点。一些国外杂志文章在介绍天线时经常给出VSWR的曲线。有时会因此产生一种错觉,只要VSWR=1,总会是好天线。其实,VSWR=1只能说明发射机的能量可以有效地传输到天线系统。但是这些能量是否能有效地辐射到空间,那是另一个问题。一副按理论长度作制作的偶极天线,和一副长度只有1/20的缩短型天线,只要采取适当措施,它们都可能做到VSWR=1,但发射效果肯定大相径庭,不能同日而语。做为极端例子,一个50欧姆的电阻,它的VSWR 十分理想地等于1,但是它的发射效率是0。
而如果VSWR不等于1,譬如说等于4,那么可能性会有很多:天线感性失谐,天线容性失谐,天线谐振但是馈电点不对,等等。在阻抗园图上,每一个VSWR数值都是一个园,拥有无穷多个点。也就是说,VSWR数值相同时,天线系统的状态有很多种可能性,因此两根天线之间仅用VSWR数值来做简单的互相比较没有太严格的意义。
天线VSWR=1说明天线系统和发信机满足匹配条件,发信机的能量可以最有效地输送到天线上,匹配的情况只有这一种。
vswr
VSWR翻译为电压驻波比(Voltage Standing Wave Ratio),一般简称驻波比。电磁波从甲介质传导到乙介质,会由于介质不同,电磁波的能量会有一部分被反射,从而在甲区域形成“行驻波”。电压驻波比,指的就是行驻波的电压峰值与电压谷值之比,此值可以通过反射系数的模值计算: VSWR=(1+反射系数模值)/(1-反射系数模值)。而入射波能量与反射波能量的比值为 1:(反射系数模的平方) 由上可知,驻波比越大,反射功率越高,传输效率越低。
目录
简介
具体描述
简介
具体描述
展开
编辑本段
简介
VSWR翻译为电压驻波比(Voltage Standing Wave Ratio),一般简称驻波比。
电磁波从甲介质传导到乙介质,会由于介质不同,电磁波的能量会有一部分被反射,从而在甲区域形成“行驻波”。
电压驻波比,指的就是行驻波的电压峰值与电压谷值之比,此值可以通过反射系数的模值计算:
VSWR=(1+反射系数模值)/(1-反射系数模值)。
而入射波能量与反射波能量的比值为1:(反射系数模的平方)
从能量传输的角度考虑,理想的VSWR为1:1 ,即此时为行波传速状态,在传输线中,称为阻抗匹配;最差时VSWR无穷大,此时反射系数模为1,为纯驻波状态,称为全反射,没有能量传输。
由上可知,驻波比越大,反射功率越高,传输效率越低。
编辑本段
电压驻波比(VSWR)
电压驻波比(VSWR)是射频技术中最常用的参数,用来衡量部件之间的匹配是否良好。当业余无线电爱好者进行联络时,当然首先会想到测量一下天线系统的驻波比是否接近1:1,
如果接近1:1,当然好。常常听到这样的问题:但如果不能达到1,会怎样呢?驻波比小到几,天线才算合格?为什么大小81这类老式的军用电台上没有驻波表?
VSWR及标称阻抗
发射机与天线匹配的条件是两者阻抗的电阻分量相同、感抗部分互相抵消。如果发射机的阻抗不同,要求天线的阻抗也不同。在电子管时代,一方面电子管本输出阻抗高,另一方面低阻抗的同轴电缆还没有得到推广,流行的是特性阻抗为几百欧的平行馈线,因此发射机的输出阻抗多为几百欧姆。而现代商品固态无线电通信机的天线标称阻抗则多为50欧姆,因此商品VSWR表也是按50欧姆设计标度的。
如果你拥有一台输出阻抗为600欧姆的老电台,那就大可不必费心血用50欧姆的VSWR计来修理你的天线,因为那样反而帮倒忙。只要设法调到你的天线电流最大就可以了。
VSWR不是1时,比较VSWR的值没有意义
正因为VSWR除了1以外的数值不值得那么精确地认定(除非有特殊需要),所以多数VSWR表并没有象电压表、电阻表那样认真标定,甚至很少有VSWR给出它的误差等级数据。由于表内射频耦合元件的相频特性和二极管非线性的影响,多数VSWR表在不同频率、不同功率下的误差并不均匀。
VSWR都=1不等于都是好天线
影响天线效果的最重要因素:谐振
让我们用弦乐器的弦来加以说明。无论是提琴还是古筝,它的每一根弦在特定的长度和张力下,都会有自己的固有频率。当弦以固有频率振动时,两端被固定不能移动,但振动方向的张力最大。中间摆动最大,但振动张力最松弛。这相当于自由谐振的总长度为1/2波长的天线,两端没有电流(电流波谷)而电压幅度最大(电压波腹),中间电流最大(电流波腹)而相邻两点的电压最小(电压波谷)。
我们要使这根弦发出最强的声音,一是所要的声音只能是弦的固有频率,二是驱动点的张力与摆幅之比要恰当,即驱动源要和弦上驱动点的阻抗相匹配。具体表现就是拉弦的琴弓或者弹拨的手指要选在弦的适当位置上。我们在实际中不难发现,拉弓或者拨弦位置错误会影响弦的发声强度,但稍有不当还不至于影响太多,而要发出与琴弦固有频率不同的声响却是十分困难的,此时弦上各点的振动状态十分复杂、混乱,即使振动起来,各点对空气的推动不是齐心合力的,发声效率很低。
天线也是同样,要使天线发射的电磁场最强,一是发射频率必须和天线的固有频率相同,二是驱动点要选在天线的适当位置。如果驱动点不恰当而天线与信号频率谐
振,效果会略受影响,但是如果天线与信号频率不谐振,则发射效率会大打折扣。
所以,在天线匹配需要做到的两点中,谐振是最关键的因素。
在早期的发信机,例如本期介绍的71型报话机中,天线电路只用串联电感、电容的办法取得与工作频率的严格谐振,而进一步的阻抗配合是由线圈之间的固定耦合确定死的,在不同频率下未必真正达到阻抗的严格匹配,但是实际效果证明只要谐振就足以好好工作了。
因此在没有条件做到VSWR绝对为1时,业余电台天线最重要的调整是使整个天线电路与工作频率谐振。
天线的驻波比和天线系统的驻波比
天线的VSWR需要在天线的馈电端测量。但天线馈电点常常高悬在空中,我们只能在天线电缆的下端测量VSWR,这样测量的是包括电缆的整个天线系统的VSWR。当天线本身的阻抗确实为50欧姆纯电阻、电缆的特性阻抗也确实是50欧姆时,测出的结果是正确的。
当天线阻抗不是50欧姆时而电缆为50欧姆时,测出的VSWR值会严重受到天线长度的影响,只有当电缆的电器长度正好为波长的整倍数时、而且电缆损耗可以忽略不计时,电缆下端呈现的阻抗正好和天线的阻抗完全一样。但即便电缆长度是整倍波长,但电缆有损耗,例如电缆较细、电缆的电气长度达到波长的几十倍以上,那么电缆下端测出的VSWR还是会比天线的实际VSWR低。
所以,测量VSWR时,尤其在UHF以上频段,不要忽略电缆的影响。
不对称天线
我们知道偶极天线每臂电气长度应为1/4波长。那么如果两臂长度不同,它的谐振波长如何计算?是否会出现两个谐振点?
如果想清了上述琴弦的例子,答案就清楚了。系统总长度不足3/4波长的偶极天线(或者以地球、地网为镜象的单臂天线)只有一个谐振频率,取决于两臂的总长度。两臂对称,相当于在阻抗最低点加以驱动,得到的是最低的阻抗。两臂长度不等,相当于把弓子偏近琴马拉弦,费的力不同,驱动点的阻抗比较高一些,但是谐振频率仍旧是一个,由两臂的总长度决定。如果偏到极端,一臂加长到1/2波长而另一臂缩短到0,驱动点阻抗增大到几乎无穷大,则成为端馈天线,称为无线电发展早期用在汽艇上的齐柏林天线和现代的1/2波长R7000垂直天线,当然这时必须增加必要的匹配电路才能连接到50欧姆的低阻抗发射机上。
偶极天线两臂不对称,或者两臂周围导电物体的影响不对称,会使谐振时的阻抗变高。但只要总电气长度保持1/2波长,不对称不是十分严重,那么虽然特性阻抗会变高,一定程度上影响VSWR,但是实际发射效果还不至于有十分明显的恶化。
QRPer不必苛求VSWR
当VSWR过高时,主要是天线系统不谐振时,因而阻抗存在很大电抗分量时,发射机末级器件可能需要承受较大的瞬间过电压。早期技术不很成熟时,高VSWR容易造成射频末级功率器件的损坏。因此,将VSWR控制在较低的数值,例如3以内,是
必要的。
现在有些设备具有比较完备的高VSWR保护,当在线测量到的VSWR过高时,会自动降低驱动功率,所以烧末级的危险比20年以前降低了很多。但是仍然不要大意。
不过对于QRP玩家讲来,末级功率有时小到几乎没有烧末级的可能性。移动运用时要将便携的临时天线调到VSWR=1却因为环境的变幻而要绞尽脑汁。这时不必太丧气。1988-1989年笔者为BY1PK试验4W的CW/QRP,使用长度不足1.5米的三楼窗帘铁丝和长度为 1.5米左右的塑料线做馈线,用串并电容的办法调到天线电流最大,测得VSWR为无穷大,却也联到了JA、VK、U9、OH等电台。后来做了一个小天调,把VSWR调到1,但对比试验中远方友台报告说,VSWR的极大变化并没有给信号带来什么改进,好像信号还变弱了些,可能本来就微弱的信号被天调的损耗又吃掉了一些吧。
总之,VSWR道理多多。既然有了业余电台,总是免不了和VSWR打交道,不妨多观察、积累、交流各自的心得吧。
天线系统和输出阻抗
天线系统和输出阻抗为50欧的发信机的匹配条件是天线系统阻抗为50欧纯电阻。要满足这个条件,需要做到两点:第一,天线电路与工作频率谐振(否则天线阻抗就不是纯电阻);第二,选择适当的馈电点。一些国外杂志文章在介绍天线时经常给出VSWR的曲线。有时会因此产生一种错觉,只要VSWR=1,总会是好天线。其实,VSWR=1只能说明发射机的能量可以有效地传输到天线系统。但是这些能量是否能有效地辐射到空间,那是另一个问题。一副按理论长度作制作的偶极天线,和一副长度只有1/20的缩短型天线,只要采取适当措施,它们都可能做到VSWR=1,但发射效果肯定大相径庭,不能同日而语。做为极端例子,一个50欧姆的电阻,它的VSWR 十分理想地等于1,但是它的发射效率是0。
而如果VSWR不等于1,譬如说等于4,那么可能性会有很多:天线感性失谐,天线容性失谐,天线谐振但是馈电点不对,等等。在阻抗园图上,每一个VSWR数值都是一个园,拥有无穷多个点。也就是说,VSWR数值相同时,天线系统的状态有很多种可能性,因此两根天线之间仅用VSWR数值来做简单的互相比较没有太严格的意义。
天线VSWR=1说明天线系统和发信机满足匹配条件,发信机的能量可以最有效地输送到天线上,匹配的情况只有这一种。
驻波测量线的调整与电压驻波比测量
实验一驻波测量线的调整 一、实验目的 1、熟悉测量线的使用及探针的调谐。 2、了解波到波导波长的测量方法。 二、实验原理 1、微波测量系统的组成 微波测量一般都必须在一个测试系统上进行。测试系统包括微波信号源,若干波导元件和指示仪表三部分。图1是小功率微波测试系统组成的典型例子。 图1 小功率波导测试系统示意图 进行微波测量,首先必须正确连接与调整微波测试系统。信号源通常位于左侧,待测元件接在右侧,以便于操作。连接系统平稳,各元件接头对准,晶体检波器输出引线应远离电源和输入线路,以免干扰。如果连接不当,将会影响测量精度,产生误差。 微波信号源的工作状态有连续波、方波调制和锯齿波调制三种信号通过同轴—波导转换接头进入波导系统(以后测试图中都省略画出同轴—波导转换接头)。隔离器起去耦作用,即防止反射波返回信号源影响其输出功率和频率的稳定。可变衰减器用来控制进入测试系统的功率电平。频率计用来测量信号源的频率。驻波测量线用来测量波导中驻波的分布。波导的输出功率是通过检波器进行检波送往指示器。
若信号为连续波,指示器用光点检流计或直流微安表。若信号输出是调制波,检波得到的低频信号可通过高灵敏度的选频放大器或测量放大器进行放大,或由示波器数字电压表、功率计等来指示。后一种测量方法的测量精度较高,姑经常采用调制波作被测信号,测试系统的组成应当根据波测对象作灵活变动。 系统调整主要指信号源和测量线的调整,以及晶体检波器的校准。信号源的调整包括振谐频率、功率电平及调谐方式等。本实验讨论驻波测量线的调整和晶体检波器的校准。 2、测量线的调整及波长测量 (1)驻波测量线的调整 驻波测量线是微波系统的一个常用测量仪器,它在微波测量中用处很广,如测驻波、阻抗、相位、波长等。 测量线通常由一端开槽传输线,探头(耦合探针,探针的调谐腔体和输出指示)、传动装置三部分组成,由于耦合探针深入传输线而引起不均匀性,其作用相当于在线上并联一个导纳,从而影响系统的工作状态(详见第二部分二)。为了减小影响,测试前必须仔细调整测量线。 实验中测量线的调整一般包括选择合适的探针穿深度,调谐探头和晶体检波特性。 探针电路的调谐方法:先使探针的穿深度适当,通常取~,然后测量线终端接匹配负载,移动探针至测量线中间部分,调节探头活塞,直至输出指示最大。 (2)波长测量 测量波长常见的方法有谐振法和驻波分析法。前者用谐振式波长计(为使用方便,直接以频率刻度,故也称直读式频率计)测量。后者是用驻波测量线测量,当测量线终端短路时,传输线上形成纯驻线,移动测量线探针,测出两个相临驻波最小点之间的距离,即可求得波导波长。 在传输电磁波的同轴系统中,按上述方法测出的波导波长就是工作波长,即λg=λ;而在波导系统中,测量线册出的波长是波导波长λg,根据波导波长和工作波长的关系式:
电压驻波比
电压驻波比(VSWR)是射频技术中最常用的参数,用来衡量部件之间的匹配是否良好。当业余无线电爱好者进行联络时,当然首先会想到测量一下天线系统的驻波比是否接近1:1, 如果接近1:1,当然好。常常听到这样的问题:但如果不能达到1,会怎样呢?驻波比小到几,天线才算合格?为什么大小81这类老式的军用电台上没有驻波表? VSWR及标称阻抗 发射机与天线匹配的条件是两者阻抗的电阻分量相同、感抗部分互相抵消。如果发射机的阻抗不同,要求天线的阻抗也不同。在电子管时代,一方面电子管本输出阻抗高,另一方面低阻抗的同轴电缆还没有得到推广,流行的是特性阻抗为几百欧的平行馈线,因此发射机的输出阻抗多为几百欧姆。而现代商品固态无线电通信机的天线标称阻抗则多为50欧姆,因此商品VSWR表也是按50欧姆设计标度的。 如果你拥有一台输出阻抗为600欧姆的老电台,那就大可不必费心血用50欧姆的VSWR计来修理你的天线,因为那样反而帮倒忙。只要设法调到你的天线电流最大就可以了。 VSWR不是1时,比较VSWR的值没有意义 正因为VSWR除了1以外的数值不值得那么精确地认定(除非有特殊需要),所以多数VSWR表并没有象电压表、电阻表那样认真标定,甚至很少有VSWR给出它的误差等级数据。由于表内射频耦合元件的相频特性和二极管非线性的影响,多数VSWR表在不同频率、不同功率下的误差并不均匀。 VSWR都=1不等于都是好天线 影响天线效果的最重要因素:谐振 让我们用弦乐器的弦来加以说明。无论是提琴还是古筝,它的每一根弦在特定的长度和张力下,都会有自己的固有频率。当弦以固有频率振动时,两端被固定不能移动,但振动方向的张力最大。中间摆动最大,但振动张力最松弛。这相当于自由谐振的总长度为1/2波长的天线,两端没有电流(电流波谷)而电压幅度最大(电压波腹),中间电流最大(电流波腹)而相邻两点的电压最小(电压波谷)。 我们要使这根弦发出最强的声音,一是所要的声音只能是弦的固有频率,二是驱动点的张力与摆幅之比要恰当,即驱动源要和弦上驱动点的阻抗相匹配。具体表现就是拉弦的琴弓或者弹拨的手指要选在弦的适当位置上。我们在实际中不难发现,拉弓或者拨弦位置错误会影响弦的发声强度,但稍有不当还不至于影响太多,而要发出与琴弦固有频率不同的声响却是十分困难的,此时弦上各点的振动状态十分复杂、混乱,即使振动起来,各点对空气的推动不是齐心合力的,发声效率很低。
射频中的回波损耗 反射系数 电压驻波比以及S参数的含义和关系
回波损耗,反射系数,电压驻波比,S11这几个参数在射频微波应用中经常会碰到,他们各自的含义如下: 回波损耗(Return Loss):入射功率/反射功率,为dB数值 反射系数(Г):反射电压/入射电压,为标量 电压驻波比(Voltage Standing Wave Ration):波腹电压/波节电压S参数:S12为反向传输系数,也就是隔离。S21为正向传输系数,也就是增益。S11为输入反射系数,也就是输入回波损耗,S22为输出反射系数,也就是输出回波损耗。 四者的关系: VSWR=(1+Г)/(1-Г)(1) S11=20lg(Г)(2) RL=-S11(3) 以上各参数的定义与测量都有一个前提,就是其它各端口都要匹配。这些参数的共同点:他们都是描述阻抗匹配好坏程度的参数。其中,S11实际上就是反射系数Г,只不过它特指一个网络1号端口的反射系数。反射系数描述的是入射电压和反射电压之间的比值,而回波损耗是从功率的角度来看待问题。而电压驻波的原始定义与传输
线有关,将两个网络连接在一起,虽然我们能计算出连接之后的电压驻波比的值,但实际上如果这里没有传输线,根本不会存在驻波。我们实际上可以认为电压驻波比实际上是反射系数的另一种表达方式,至于用哪一个参数来进行描述,取决于怎样方便,以及习惯如何。回波损耗、反射系数、电压驻波比以及S参数的物理意义:以二端口网络为例,如单根传输线,共有四个S参数:S11,S12,S21,S22,对于互易网络有S12=S21,对于对称网络有S11=S22,对于无耗网络,有S11*S11+S21*S21=1,即网络不消耗任何能量,从端口1输入的能量不是被反射回端口1就是传输到端口2上了。在高速电路设计中用到:以二端口网络为例,如单根传输线,共有四个S 参数:S11,S12,S21,S22,对于互易网络有S12=S21,对于对称网络有S11=S22,对于无耗网络,有S11*S11+S21*S21=1,即网络不消耗任何能量,从端口1输入的能量不是被反射回端口1就是传输到端口2上了。在高速电路设计中用到的微带线或带状线,都有参考平面,为不对称结构(但平行双导线就是对称结构),所以S11不等于S22,但满足互易条件,总是有S12=S21。假设Port1为信号输入端口,Port2为信号输出端口,则我们关心的S参数有两个:S11和S21,S11表示回波损耗,也就是有多少能量被反射回源端(Port1)了,这个值越小越好,一般建议S11<0.1,即-20dB,S21
房地产经济学中的系数解释
基尼系数 居民收入分配的差异程度,是当前人们所普遍关心的一个问题。收入分配差异的合理与否,一方面可以反映按劳分配原则的实现情况;另一方面是保障居民生活和社会稳定的重要条件。衡量收入差异状况最重要、最常用的指标是基尼系数(即吉尼系数)。 基尼系数(Gini coefficient)是20世纪初意大利经济学家基尼根据洛伦茨曲线提出的判断分配平等程度的指标(如下图),设实际收入分配曲线和收入分配绝对平等曲线之间的面积为A,实际收入分配曲线右下方的面积为B。并以A 除以(A+B)的商表示不平等程度。这个数值被称为基尼系数或称洛伦茨系数。如果A为零,基尼系数为零,表示收入分配完全平等;如果B为零则系数为1,收入分配绝对不平等。该系数可在零和1之间取任何值。收入分配越是趋向平等,洛伦茨曲线的弧度越小,基尼系数也越小,反之,收入分配越是趋向不平等,洛伦茨曲线的弧度越大,那么基尼系数也越大。 图中,0M为45度线,在这条线上,每10%的人得到10%的收入,表明收入分配完全平等,称为绝对平等线。OPM表明收入分配极度不平等,全部收入集中在1个人手中,称为绝对不平等线。介于二线之间的实际收入分配曲线就是洛伦茨曲线。它表明:洛伦茨曲线与绝对平等线OM越接近,收入分配越平等;与绝对不平等线OPM越接近,收入分配越不平等。 国际上通常用基尼系数来判定收入分配均等程度。基尼系数是界于0-1之间的数值,当基尼系数为0时,表示绝对平等;基尼系数越大,不均等程度越高;当基尼系数为1时,表示绝对不平等。市场经济国家衡量收入差距的一般标准为:基尼系数在0.2以下表示绝对平均;0.2-0.3之间表示比较平均;0.3-0.4之间表示较为合理;0.4-0.5之间表示差距较大;0.5以上说明收入差距悬殊。例如:依据全国城市住户调查收入分组资料,计算出的基尼系数1978年为0.16,1988年为
实验五天线的输入阻抗与驻波比测量
实验五天线的输入阻抗与驻波比测量 一、实验目的 1.了解单极子的阻抗特性,知道单极子阻抗的测量方法。 2.了解半波振子的阻抗特性,知道半波振子阻抗与驻波比的测量方法。 3.了解全波振子的阻抗特性,知道全波振子阻抗与驻波比的测量方法。 4.了解偶极子的阻抗特性,知道偶极子阻抗与驻波比的测量方法。 二、实验器材 PNA3621及其全套附件,作地用的铝板一块,待测单极子3个,分别为Φ1,Φ3,Φ9,长度相同。短路器一只,待测半波振子天线一个,待测全波振子天线一个,待测偶极子天线一个。 三、实验步骤 1.仪器按测回损连接,按【执行】键校开路; 2.接上短路器,按【执行】键校短路; 3.拔下短路器,插上待测振子即可测出输入阻抗轨迹。 4.拔下短路器,接上待测半波振子天线,按菜单键将光标移到【移+0.000m】处,设置移参数据约0.184m,再将光标上移到【矢量】处,按【执行】键。 5.拔下短路器,接上待测全波振子天线,按菜单键将光标移到【移+0.000m】处,设置移参数据约0.133m,再将光标上移到【矢量】处,按【执行】键。 6.拔下短路器,接上待测偶极子天线,按菜单键将光标移到【移+0.000m】处,设置移参数据约0.074m,再将光标上移到【矢量】处,按【执行】键。 四、实验记录
单极子?3: 单极子?2: 单极子?1: 偶极子: 半波振子: 全波振子: 五、实验仿真 以下为实验仿真及其结果: 六、实验扩展分析 单极子天线是在偶极子天线的基础上发展而来的。最初偶极子天线有两个臂,每个臂长四分之一波长,方向图类似面包圈;研究人员利用镜像原理,在单臂下面加一块金属板,变得到了单极子天线。单极子天线很容易做成超宽带。至于其他方面的电性能,基本与偶极子天线相似。 上图左边为单极子,右边为偶极子。虚线根据地面作为等势面镜像而来,单极子是从中心馈电点处切去一半并相对于地面馈电的偶极子。单极子是从中心馈电点处切去一半并相对于地面馈电的偶极子。因此可以理解为:上半个偶极子+对称面作为接地=单极子。由于单极子接地面就是偶极子的对称面,因此单极子馈电部分输入端的缝隙宽度只有偶极子的一半,根据电压等于电场的线积分,这导致输入电压只有偶极子的一半。又因为对称性,单极子和偶极子的电流大小相同,因此单极子的输入阻抗是偶极子的一半。同理,辐射电阻或辐射功率也是偶极子的一半。 由于单极子只辐射上半空间,而偶极子辐射整个空间,因此单极子的方向性是偶极子的