UC3875在移相式零电压PWM软开关电源中的应用

文章编号:1004-289X(2008)02-0046-05

UC3875在移相式零电压P WM软开关电源中的应用

杨旭丽

(湖南铁道职业技术学院,湖南株洲4120001)

摘要:采用UC3875作控制的移相式零电压P WM软开关电源,具有高频、高效节能、体积小等优点,同时电源工作波形干净,减少了输出电压的脉动分量,抑制了开关尖峰嗓声,且运行可靠。

关键词:移相控制;UC3875单片机

中图分类号:TM76文献标识码:B

App licati on of UC3875i n P WM Soft S w itchi ng

Po w er Supply of Phase-shift Zero-voltage

Y ANG X u-li

(H unan Ra il w ay Po lyterchn ic Co llege,Zhuzhou412000,Ch i n a)

Abstract:The phase-shift zero-vo ltage P WM soft s w itching po w er supp ly con tro ll e d by UC3875is of adventages of high frequency,h i g h e ffi c iency,ener gy conservation and s m a ll vo l u m e.M eanwh ile t h e w ork w ave for m s of the po w er supp l y are clean,reduce pulse co m ponent of output vo ltage,con tro l s w itch i n g spike no ise and re liable in operation.

K ey words:phase sh ift contro;l UC3875si n g le ch i p processo r

1前言

移相控制电路是高频开关电源的重要组成部分,很大程度上决定了开关电源的性能,其作用在于使全桥变换器的两个桥臂开关管的导通角错开一个角度,以获得不同的占空比,从而调节输出电压的高低。其核心是移相P WM控制器。本设计采用了专用移相控制集成芯片UC3875,它能够产生四路移相控制的P WM信号,并且具有稳压、稳流及多种保护功能。

2UC3875概述

UC3875软开关移相P WM控制集成电路由美国Un itrode公司生产。该芯片的简要介绍如下:

UC3875能够对两个半桥开关的相位进行移动控制,实现半桥功率级的恒频P WM控制。UC3875的四个输出分别驱动两个半桥,并都能单独进行导通延时调节,即死区时间的调节,该死区时间可以确保下一个要导通的开关管的输出电容能够放电完毕,也就是开关管两端的电压可以在该时间内降到零,因而实现了零电压开通。其特性如下:

(1)实用的开关频率可达2MH z,可实现0%~100%占空比控制;

(2)两个半桥的输出导通可单独编程控制;

(3)具有软起动功能;

(4)具有4个2A图腾柱式输出级;

(5)有10MH z误差放大器;

(6)具有独立的过流保护电路,可实现快速故障保护。过流故障发生后70ns内,全部输出级都能转入关断状态。过流故障消除后,该器件能够自动重新开始工作;

(7)欠压锁定功能;

211UC3875特点及引脚功能的介绍

(1)UC3875特点的介绍

1输出导通延迟时间编程可控;

o自适应延迟时间设置功能;

?双向振荡器同步功能;

?电压模式控制或电流模式控制;

?软起动/软关机和控制器片选功能编程可控,单引脚控制;

?占空比控制范围0%~100%;

?内置7MH z误差放大器;

à最高工作频率达到1MH z;

á工作电流低,500k H z下的工作电流仅为5mA;

?欠压锁定状态下的电流仅为150L A。

(2)引脚说明

UC3875移相谐振全桥软开关控制器采用SO I C-20、PDI P-20、TSSOP-20和PLCC-20四种封装形式,下面以PD I P-20为例进行介绍,其引脚排列如图1所示。UCC3875系列移相谐振控制器采的引脚功能简介如下:

图1UC3875引脚图

#EAN(引脚1):误差放大器反相输入端。

#EAOUT(引脚2):误差放大器输出端。在控制器内部,该端分别与P WM比较器和空载比较器的非反相输入端相连,并钳位于软起动电压。当该端上的电压低于500mV时,控制器的输出级将被空载比较器关断。当该端上的电压升至600mV时,输出级重新开通。

#RAMP(引脚3):P WM比较器的非反相输入端。在电压模式或平均电流模式下,该端接CT(引脚7)上的锯齿波信号;而在峰值电流模式下,该端接电流信号。RAM P内接放电晶体管,该晶体管在振荡器死区时间内触发。

#REF(引脚4):精密5V基准电压输出端。控制器内部的基准电源一方面为控制器内部的电路供电,另一方面还能够向外接负载提供5mA的偏置电流。该基准电源仅在欠压锁定状态下关断,而在其他失效状态下仍能继续工作。实际当中,该端应外接低ESR 和低ESL的旁路电容,其大小至少应为011L F。

#GND(引脚5):信号地。

#SYNC(引脚6):振荡器同步信号输出端。该端是双向的,作为输出端时,该端可以输出时钟信号。作为输入端时,该端可以输入外部同步信号,可实现多只控制器同步工作。该引脚还可以起到对CT引脚上的定时电容以及RAM P引脚上的滤波电容进行放电的作用。同步电路输入电压的下限阈值为119V,上限阈值为211V。为了减小同步脉冲的宽度,在SYNC和GND引脚之间应接入一只3198的电阻。

#CT(引脚7):振荡器定时电容击接入端。定时电容的充电电流由控制器控制,该定时电容上的锯齿波峰值电压为2135V。振荡周期t osc可按下式进行估算:

t osc=

5R T C T

+120ns(1)

式中,C T的单位取法拉;R T的单位取欧姆;t osc的单位取秒。

#RT(引脚8):振荡器定时电阻接入端。定时电容的充电电流是一个固定值,其大小由定时电阻RT 决定,如下式所示:

I RT=

310V

R T

(2)

#DELAB(引脚9)/DELCD(引脚10):输出端A -D延迟控制信号输入端。延迟时间应在同一桥臂中一只开关管关断之后,另一只开关管开通之前加入,为谐振创造条件。延迟时间的估算可参照式(3):

t dekay=

25@10-2@R DEL

V DEL

+25ns(3)

式中,V DEL的单位取伏特;R T的单位取欧姆;t dek ay 的单位取秒。

#DELAB和DELCD能够提供最大值为1mA的灌电流。实际当中,应保证DELAB和DELCD引脚的杂散电容小于10PF。

#ADS(引脚11):延迟时间设置端。当ADS引脚直接与C/S引脚相连时,输出延迟死区时间为零。当ADS引脚接地时,输出延迟时间最大。C/S引脚上的电压为210V时的延迟时间是C/S电压为0V时的4倍。输出端A-D延迟控制信号输入端上的电压由下式决定:

V DEL=0175@(V CS-V ADS)+015V(4)

式中,V CS和V AD S的单位取伏特。

ADS引脚上的电压需限制在0~215V范围内,并且不能超过C/S引脚上的电压。另外,输出端A-D 延迟控制信号输入端上的电压的最小值应钳位于015V,当C/S上引脚上为高电平时,回路P WM波全部被封锁,OUTA-OUTD输出为低电平。在设计时可通过单片机来检测是否发生了故障,再发信号送C/S。

#OUTA/OUTB/OUTC/OUTD(引脚18、17、14、13):驱动输出端。这4个输出端由互补MOS驱动电路构成,能够提供100mA的驱动电流,可以驱动FET 驱动电路。OUTA和OUTB是完全互补的,其占空比接近50%,可以驱动半桥电路。OUTC和OUTD也是如此。对于OUTA而言,OUTC的相位发生了移动;对

于OUTB 而言,OUTD 的相位也发生了移动。#VDD(引脚15):偏置电源输入端。该端需接低ESR 、低ESL 的旁路电容,其容量不可低于1L F 。

#PGND (引脚16):功率地。该端为大电流输出级的接地端。

#SS /D I SB(引脚19):软起动/禁止端。通过该端可以实现软起动和控制器快速禁止两项独立的功能。当下面的四种情况之一发生时,控制器将被快速关断:

(1)该端的电压低于015V;

(2)REF 上的电压跌落到4V 以下;(3)VDD 上的电压低于欠压锁定下限阈值;(4)发生过零故障。当故障排除或禁止状态结束后,如果VDD 上的电压超过了起动阈值,而该端上的电压在软关断过程中跌落到015V 以下,则将进入软起动模式。此时,SS /D I SB 引脚上灌电流的大小将等于I R T 。软起动时间的大小由SS /D I SB 引脚上的软起动电容决定。另外,为了对该端上的最高电压进行限制,还需要在软起动电容上并联一只电阻。注意,无论是在软起动、软关断,还是在禁止状态下,该端上的电压都将被有源钳位,其大小与E AOUT 上引脚上的电压相等。

#EAP(引脚20):误差放大器的非反相输入端。

3 UC3875的参数设置电路设计

UC3875的外围电路典型结构如图2

所示。

图2 U C3875外围电路

311 开关频率的设置

FREQSET 脚的设定决定开关频率的大小。在图2中,由R 9、C 9决定此数值。如欲设计开关频率为50k H z 的开关电源,根据式315,取C 9=4700PF ,R 9=17k 8,则可算出f =50k H z 。

f =4

R FREQ SET

@C FREQ SET

(5)

其中:R FREQSET )频率设置电阻阻值;

C FREQSET )频率设置电容容量。

312 死区时间的设置

UC3875的输出驱动信号和零电压开关的延迟时

间由延迟设定端子(DELAYSETA /B ,DELAYSETC /D )的R 7、C 7和R 8、C 8确定。可分别对A 、B 和C 、D 两对开关器件进行编程。当我们使用MOSFET 作为功率开关管时,延时时间一般可设置为2~3L s ,在图312中,R 7、R 8取为100K,C 7、C 8取0101L F 即可满足要求。313 保护设置

图2中,LF 来自运放的输出,R 45是下拉电阻,保证当LF 为低时C /S+脚为可靠低电平,R 6和C 6构成一个缓冲回路。

314 其他设置

为保证供电的可靠性,采用两组独立的电源供电,每组都有大电容旁路。两组电源在一点接地。图2中,C 3为基准旁路电容,C 4为软起动电容,C 5为斜面补偿电容,R 1为斜坡电阻。E /A +为引入给定值,E /A -为引入的电压或电流反馈信号。

4 驱动电路设计

本电源的主功率管选用的MOSFET,是电压型驱动方式,驱动功率要求比较小。采用脉冲变压器将功率管的驱动端和控制电路隔离。UC3875的驱动端具有2A 的电流峰值,但为了提高电路的可靠性,防止UC3875因为功率太大而损坏,所以采用达林顿驱动的晶体管组成输出电路来驱动脉冲变压器的原边。超前桥臂的驱动电路如图3所示,滞后桥臂的驱动电路也一样。图3中,D1、D2和D3、D4是肖特基二极管,用于防止驱动管的电压由于低于地或高于电源电压而损坏。R 21和R 22是限流电阻,DW 1、D W 2和D W 3、DW 4是齐纳稳压管,用来限制脉冲变压器的输出电压,防止功率管损坏。T1、T3选用T I P122,T2、T4选用T I P127,T1~T4是达林顿驱动的晶体管,耐压为100V,持续电流为5A,峰值电流可达8A,其开启时间和关断时间分

别为115L s 和215L s ,而开关电源的设计的频率为50k H z ,即20L s>115L s+215L s ,满足设计要求。

图3 功率管驱动电路

5 保护电路设计

除了输出电流限制外,本电源还设置有五个保护功能:输入过压保护、输入过流保护、输出过压保护、输出过流保护、过热保护。五种保护都是通过一个或门UC3875的电流检测端C /S +(5脚),使其电压高于215V,导致UC3875关断输出。输入、输出电流分别取自串联在输入、输出回路中的分流器上的信号(0~75mV )。过热保护则是通过温控开关实现的。511 光耦的选择

为了保证电路的可靠工作,控制电路必须和主回路隔离,因此来自主回路的电压、电流反馈信号必须经过光耦隔离。本设计中选择TLP521系列,其参数如下:隔离电压:2500V;驱动电流最大为50mA,三极管最大集射极电压为55V,最大集射极电流为50mA,电流放大倍数最小为015。上升时间为2L s ,在开关频率低于50kH z 时,其性能满足要求。512 输入过压、过流保护电路

因为采集输入电压、电流的信号只是供保护使用,因此对其线性度要求不高,只要成正向比例即可。输入过压保护电路如图4所示。其中,R 35是限流电阻,其取值要保证输入电流不超过光耦的最大驱动电流。VF 是由UC3875提供的基准电压(5V )。R W 2用来整定过压保护值。LEDU 是保护动作指示灯。D11是止逆二极管,防止别的保护动作时,指示灯误动作。LF 端的接法见图4

所示。

图4 输入过压保护电路

其工作原理如下:运放工作在非线性区,当比较器使用。当输入电压高于整定值时,运放输出高电平(+15V ),过压保护动作;否则,运放输出低电平(0V),保护不动作。由于电流反馈信号是一个有正负极性的高频脉冲信号,因此加了一个二极管和RC 吸

收电路,以提高过流保护的精确性。513 输出过压、过流保护电路

输出过压、过流保护电路完全一样,如图5所示。其原理与输入保护电路相同,但I F2是来自线性光耦

后的输出反馈信号,LF2为输出比较电压电流。

图5 输出过压保护电路

514 热保护电路

功率器件过热时,性能降低,使用寿命缩短,严重时器件将损坏。因此有必要设置基于硬件的温度保护电路,以确保系统的安全运行。

采用两个温控开关,分两级对功率器件进行热保护。使用时把温控开关和功率器件一起安装在散热片上。其中一个温控开关选用40e 常开开关,串联在风扇供电线路中,使用方法如图6(b)所示,当散热片温度高于40e ,温控开关闭合,起动风扇散热。另一个为80e 常开开关,使用方法如图6(a)所示,LF 端的接法见图1。当散热片温度高于100e ,温控开关闭合,LF 为高电平,UC3875的C /S +端电压>215V,UC3875关断驱动输出,导致功率管全部关断。

图6 过热保护原理图6 总结

采用UC3875作控制的移相式零电压P WM 软开关电源,具有高频、高效节能、体积小等优点,同时电源

工作波形干净,减少了输出电压的脉动分量,抑制了开关尖峰嗓声,运行一直比较可靠。

但是,这类芯片多用于输出固定电压的变换器,并且变换器的输出电压较低,其控制方式为将输出电压反馈给芯片,芯片根据输出电压调节移相脉冲的移相角。如果使用这类芯片产生移相脉冲,那么可能的方式是通过控制其反馈电压输入端的电压来控制移相脉冲的移相角;不过这类芯片的缺陷在于其移相角度难于精确控制;而在保证输出电流恒定的情况下,需要精确控制移相角,采用基于单片机80C196KC 的移相电路的硬件电路。(下转第51页)

紧凑的结构、灵活的配置和强大的指令集已广泛应用到了煤矿井下各种电器控制设备中。

3 PLC 的性能特点

PLC 是在传统的顺序控制器的基础上引入了微电子技术、计算机技术、自动控制技术和通讯技术而形成的一代新型工业控制装置,用来取代继电器,执行逻辑、记时、计数、运算以及智能通讯等顺序控制功能,运行其严密的指令内容,从而使它能够监视输入状态,改变输出状态以达到控制目的,建立起柔性的程控系统。PLC 具有通用性强、使用方便、适应面广、可靠性高、抗干扰能力强、编程简单等特点。PLC 程序既有生产厂家的系统程序,又有用户自己开发的应用程序,系统程序提供运行平台,同时,还为PLC 程序可靠运行及信息与信息转换进行必要的公共处理。用户程序由用户按控制要求设计,采用梯形图编写,梯形图与电气原理图可建立起一定的对应关系,有了这个对应关系,用PLC 程序代表继电逻辑是很容易的,这也是PLC 技术对传统继电控制技术的继承。PLC 的编程语言是面向用户的,对使用者不要求具备高深的知识、不需要长时间的专门训练。PLC 属于总线式开放型结构,其I/O 能力可按用户需要进行扩展与组合,应用极为灵活方便。

4 采用可编程序控制器设计组合开关

组合开关设计中采用可编程序控制器取代传统意义的继电控制和保护电路,在很大程度上简化了硬件电路,并扩展了组合开关的电气功能,如图2

所示。

图2

各回路信号处理电路采集负载工作电压、工作电流及主电路漏电信号,由PLC 的A /D 模块把模拟信号转换为数字信号,再由PLC 的CP U 进行数字运算处理,判断设备和负载的工作情况是否正常,当出现过压、过流及漏电故障时,内部程序控制I/O 模块输出故障信号,不再需要单独的保护器。用PLC 内部的软继

电器替代了继电控制电路中的中间继电器、时间继电器、功能转换开关等外部硬件电路,完成各主回路之间的顺序控制、联锁控制;PLC 内部的继电控制电路通过用户程序编写实现。由于内部继电器的接点可以无限次地使用,相对而言,控制程序也可以编写得简洁可靠。通过数字整定信号设定组合开关的使用功能;PLC 可编程控制器在不改变硬件电路的情况下也能很容易地实现多种使用功能。PLC 的RS485通信接口可以通过煤矿通信网络将组合开关的运行状态、参数、故障信息实时传送到控制中心,实现煤矿网络化的管理和监控。

5 结束语

可编程序控制器极强的抗干扰性及良好的稳定可靠性确保了组合开关在煤矿井下恶劣的工作环境中能够稳定运行;组合开关回路数越多,控制系统越复杂,越能体现出PLC 的优越性,采用可编程序控制器设计的组合开关,它的可靠性、安全性和易维护性都有了很大的提高,产品电气性能与产品整机质量均能满足用户要求。目前在矿用电器行业由于PLC 可编程控制器的应用,无论是从技术上还是从质量上都大大地提升了组合开关的整体水平,相信随着科学技术的不断发展,PLC 技术也更趋成熟完善,功能会更加强大,在矿用电器设备上的应用也会更加广泛。

收稿日期:2007-06-15

(上接第49页)

参考文献

[1] 王聪.软开关功率变换器及其应用[M ].北京:科学出版社,2000.[2] 孙菌芳.1ntel 十六位单片机[M ].北京:北京航天航空大学出版社,1995.

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[6] 何跃军,彭登峰.大功率I GBT 驱动电路的研究[J].南昌航空工业学院学报,2002,16(3):76-78.

收稿日期:2008-01-30

作者简介:杨旭丽(1957.9-),副教授,湖南铁道职业技术学院轨道交通系专任

教师,从事电气专业工作30年及教学24年。

移相全桥零电压开关PWM设计实现

题目：移相全桥零电压开关PWM设计实现

移相全桥零电压开关PWM设计实现摘要移相全桥电路具有结构简单、易于恒频控制和高频化,通过变压器的漏感和功率开关器件的寄生电容构成谐振电路,使开关器件的应力减小、开关损耗减小等优点,被广泛应用于中大功率场合。近年来随着微处理器技术的发展，各种微控制器和数字信号处理器性能价格比的不断提高，采用数字控制已经成为大中功率开关电源的发展趋势。相对于用实现的模拟控制，数字控制有许多的优点。本文的设计采用TI公司的高速数字信号处理器TMS320F28027系列的DSP作为控制器。该模块通过采样移相全桥零电压DC-DC变换器的输出电压、输入电压及输出电流，通过实时计算得出移相PWM信号，然后经过驱动电路驱动移相全桥零电压DC-DC变换器的四个开关管来达到控制目的。实验表明这种控制策略是可行的，且控制模块可以很好的实现提出的控制策略。关键词：移相全桥；零电压；DSP

Phase-shifted Full-bridge Zero-voltage Switching PWM Design and Implementation ABSTRACT Phase-shifted full-bridge circuit has the advantages of simple structure, easy to constant frequency control and high-frequency resonant circuit constituted by the leakage inductance of the transformer and the parasitic capacitance of the power switching devices, to reduce the stress of the switching devices, switching loss is reduced,which widely used in high-power occasion. In recent years, with the development of microprocessor technology, a variety of

1203P60 PWM开关电源芯片

NCP1203 PWM Current?Mode Controller for Universal Off?Line Supplies Featuring Standby and Short Circuit Protection Housed in SOIC?8 or PDIP?8 package, the NCP1203 represents a major leap toward ultra?compact Switchmode Power Supplies and represents an excellent candidate to replace the UC384X devices. Due to its proprietary SMARTMOS t Very High V oltage Technology, the circuit allows the implementation of complete off?line AC?DC adapters, battery charger and a high?power SMPS with few external components. With an internal structure operating at a fixed 40 kHz, 60 kHz or 100 kHz switching frequency, the controller features a high?voltage startup FET which ensures a clean and loss?less startup sequence. Its current?mode control naturally provides good audio?susceptibility and inherent pulse?by?pulse control. When the current setpoint falls below a given value, e.g. the output power demand diminishes, the IC automatically enters the so?called skip cycle mode and provides improved efficiency at light loads while offering excellent performance in standby conditions. Because this occurs at a user adjustable low peak current, no acoustic noise takes place. The NCP1203 also includes an efficient protective circuitry which, in presence of an output over load condition, disables the output pulses while the device enters a safe burst mode, trying to restart. Once the default has gone, the device auto?recovers. Finally, a temperature shutdown with hysteresis helps building safe and robust power supplies. Features ?Pb?Free Packages are Available ?High?V oltage Startup Current Source ?Auto?Recovery Internal Output Short?Circuit Protection ?Extremely Low No?Load Standby Power ?Current?Mode with Adjustable Skip?Cycle Capability ?Internal Leading Edge Blanking ?250 mA Peak Current Capability ?Internally Fixed Frequency at 40 kHz, 60 kHz and 100 kHz ?Direct Optocoupler Connection ?Undervoltage Lockout at 7.8 V Typical ?SPICE Models Available for TRANsient and AC Analysis ?Pin to Pin Compatible with NCP1200 Applications ?AC?DC Adapters for Notebooks, etc. ?Offline Battery Chargers ?Auxiliary Power Supplies (USB, Appliances, TVs, etc.) SOIC?8 D1, D2 SUFFIX CASE 751 1 MARKING DIAGRAMS PIN CONNECTIONS PDIP?8 N SUFFIX CASE 626 8 xx= Specific Device Code A= Assembly Location WL, L= Wafer Lot Y, YY= Year W, WW= Work Week Adj HV FB CS GND NC V CC Drv (Top View) xxxxxxxxx AWL YYWW 1 8 See detailed ordering and shipping information in the package dimensions section on page 12 of this data sheet. ORDERING INFORMATION https://www.360docs.net/doc/a66160544.html, 查询1203P60供应商

常见几种开关电源工作原理及电路图

一、开关式稳压电源的基本工作原理开关式稳压电源接控制方式分为调宽式和调频式两种，在实际的应用中，调宽式使用得较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数也为脉宽调制型。因此下面就主要介绍调宽式开关稳压电源。调宽式开关稳压电源的基本原理可参见下图。对于单极性矩形脉冲来说，其直流平均电压Uo取决于矩形脉冲的宽度，脉冲越宽，其直流平均电压值就越高。直流平均电压Ｕ。可由公式计算，即Uo=Um×T1/T 式中Um为矩形脉冲最大电压值；T为矩形脉冲周期；T1为矩形脉冲宽度。从上式可以看出，当Um 与T 不变时，直流平均电压Uo 将与脉冲宽度T1 成正比。这样，只要我们设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄，就可以达到稳定电压的目的。二、开关式稳压电源的原理电路 1、基本电路

图二开关电源基本电路框图开关式稳压电源的基本电路框图如图二所示。交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成份的直流电压，该电压进人高频变换器被转换成所需电压值的方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。控制电路为一脉冲宽度调制器，它主要由取样器、比较器、振荡器、脉宽调制及基准电压等电路构成。这部分电路目前已集成化，制成了各种开关电源用集成电路。控制电路用来调整高频开关元件的开关时间比例，以达到稳定输出电压的目的。２．单端反激式开关电源单端反激式开关电源的典型电路如图三所示。电路中所谓的单端是指高频变换器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧。所谓的反激，是指当开关管VT1 导通时，高频变压器Ｔ初级绕组的感应电压为上正下负，整流二极管VD1处于截止状态，在初级绕组中储存能量。当开关管VT1截止时，变压器Ｔ初级绕组中存储的能量，通过次级绕组及VD1 整流和电容Ｃ滤波后向负载输出。

ZVZCS移相全桥软开关工作原理

ZVZCS移相全桥软开关工作原理 (1) 主电路拓扑本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。电路拓扑如图3.6所示。图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。当关断1S时，电源对1C充电，2C通过变压器初级绕组放电。由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。当Cc放电完全后，整流二极管全部k 导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变，所以4S为零电流关断，3S为零电流开通。 (2) 主电路工作过程分析[7] 半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。 ①模式1 S、4S导通，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端箝1 位电容Cc充电。输出滤波电感o L与漏感k L相比较大，视为恒流源，主电路简化图及等效电路图如图3.7所示。

图3.7 模式1主电路简化图及等效电路图由上图可以得到如下方程： p Cc o s k dI V V V L n n dt = ++ (3-3) p c o I nI nI += (3-4) Cc c c dV I C dt =- (3-5) 由(3-3)式得： 2p Cc k d I dV nL dt dt =- (3-6) 将(3-6)式代入(3-5)式得： 22 p c c k d I I nC L dt = (3-7) 将(3-7)式代入(3-4)式得： 22 2 p p c k o d I I n C L nI dt += (3-8) 解微分方程： 22 2p p o c k c k d I I I nC L dt n C L + = (3-9) 其初始条件为： (0)0Cc t V ==；(0)0c t I == （3-10）代入方程解得： ()sin s o p o k V V n I t t nI L ωω -= + (3-11) ()sin p s o c o k I V V n I t I t n nL ωω -=- =- (3-12)

电气自动化+PWM型开关电源电路设计

1 引言当今社会，时代在进步，人们的生活水平不断提高，越来越离不开电力电子产品电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，当然任何电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。 1.1 什么是开关电源电子电源是对公用电网或某种电能进行变换和控制，并向各种用电负载提供优质电能的供电设备。它可分为线性电源和开关电源两种。应用大功率半导体器件，在一个电路中运行于“开关状态”，按一定规律控制开关，对电能进行处理变换而构成的电源，被称为“开关电源”。在实际应用中同时具备三个条件的电源可称之为开关电源，这三个条件就是:开关(电路中的电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态)、高频(电路中的电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频)和直流(电源输出是直流而不是交流)。广义地说，凡用半导体功率器件作为开关，将一种电源形态转变成另一形态的主电路都叫做开关变换电路;转变时用自动控制闭环稳定输出并有保护环节的则称开关电源。 1.2 开关电源基本工作原理开关电源以半导体开关器件的启闭为基本原理，即通过控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）或者脉冲频率调制方式（PFM）控制IC和外部电路构成。开关电源有PWM调制、FWM调制和混合调制，这里选用PWM调制。PWM型开关电源的换能电路是将输入的直流电压转换成脉冲电压，再将脉冲电压转换成直流电压输出。图1-1 PWM型开关电源原理框图

移相谐振全桥软开关控制器UC3875引脚及功能介绍(特制材料)

UC3875引脚及功能介绍 UC3875是Unitrode公司生产的移相谐振全桥软开关控制器，它有4个独立的输出驱动端可以直接驱动四只功率MOSFET管，见图1，其中OUTA和OUTB相位相反，OUTC和OUTD相位相反，而OUTC和OUTD相对于OUTA和OUTB的相位θ是可调的，也正是通过调节θ的大小来进行PWM控制的。图1管脚示意图

UC3875的管脚功能 UC3875有20脚和28脚两种，这里仅介绍20脚的UC3875的管脚功能，表1为管脚功能简要说明。表1 PIN 功能 1 VREF 基准电压 2 E/AOUT 误差放大器输出 3 E/A－误差放大器反相输入 4 E/A＋误差放大器同相输入 5 C/S＋电流检测 6 SOFT－START 软起动 7,15 DELAYSETA/B,C/D 输出延迟控制8,9,13,14 OUTA～OUTD 输出A～D 10 VC（对应PWRGND）驱动输出电源 11 VIN（对应GND）芯片供电电源 12 PWRGND 电源地 16 FREQSET 频率设置端 17 CLOCK/SYNC 时钟/同步 18 SLOPE 陡度 19 RAMP 斜波 20 GND 信号地

UC3875各个管脚的使用说明管脚1可输出精确的5V基准电压，其电流可以达到60mA。当VIN比较低时，芯片进入欠压锁定状态VREF消失。直到VREF达到4.75V以上时才脱离欠压锁定状态。最好的办法是接一个0.1μF旁路电容到信号地。管脚2为电压反馈增益控制端，当误差放大器的输出电压低于1V时实现0°相移。管脚3为误差放大器的反相输入端，该脚通常利用分压电阻检测输出电源电压。管脚4为误差放大器的同相输入端，该脚与基准电压相连，以检测E/A（－）端的输出电源电压。管脚5为电流检测端，该脚为电流故障比较器的同相输入端，其基准设置为内部固定2.5V（由VREF分压）。当该脚的电压超过2.5V时电流故障动作，输出被关断，软起动复位，此脚可实现过流保护。管脚6为软起动端，当输入电压（VIN）低于欠压锁定阈值（10.75V）时，该脚保持低电平，当VIN正常时该脚通过内部9μA电流源上升到4.8V，如果出现电流故障时该脚电压从4.8V下降到0V，此脚可实现过压保护。管脚7、15为输出延迟控制端，通过设置该脚到地之间的电流来设置死区，加于同一桥臂两管驱动脉冲之间，以实现两管零电压开通时的瞬态时间，两个半桥死区可单独提供以满足不同的瞬态时间。管脚8、9、13、14为输出OUTA～OUTD端，该脚为2A的图腾柱输出，可驱动MOSFET 和变压器。管脚10为驱动输出电源电压端（对应管脚12 PWRGND），该脚提供输出级所需电源，Vc通常接3V以上电源，最佳为12V。此脚应接一旁路电容到管脚12 PWRGND。管脚11为芯片供电电源端（对应管脚20 GND），该脚提供芯片内部数字、模拟电路部分的电源供应，接于电压为12V以上的稳压电源。为保证芯片正常工作，在该脚电压低于欠压锁定阈值（10.75V）时停止工作。此脚应接一旁路电容到信号地。当电源电压超过欠压锁定阈值时，电源电流（IIN）从100μA猛增到20mA；如果供电电源性能不良，因负载迅速增加导致电压下降，UC3875将立即重新进入UVLO欠压锁定状态。如果接一旁路电容，它就很快脱离欠压锁定状态。管脚12为驱动输出电源地端。其它相关的阻容网络与之并联，驱动输出电源地和信号地应一点接地以降低噪声和直流降落。

移相全桥大功率软开关电源的设计

移相全桥大功率软开关电源的设计移相全桥大功率软开关电源的设计 1引言在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。电源的功率要求也比较高，一般都是几千瓦到几十千瓦。目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从0~12V、电流从0~5000A连续可调，满载输出功率为60kW.由于采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好的散热结构，该电源的各项指标都满足了用户的要求，现已小批量投入生产。 2主电路的拓扑结构鉴于如此大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构，整个主电路，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值，防止偏磁的。考虑到效率的问题，谐振电感LS只利用了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大，将会导致过高的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。另一方面，还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电流峰值增高，使得系统的性能降低。图1主电路原理图 3零电压软开关高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS控制方式，控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75%以上负载范围内实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形，可以看出实现了零电压开通。

开关频率选择20kHz,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗，另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。图2IGBT驱动电压和集射极电压波形图 4容性功率母排在最初的实验样机中，滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。在实验中发现IGBT上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡，图3为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电感发生了高频谐振。满载运行一小时后，功率母排的温升为38℃，电容C5的温升为24℃。图3使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升，我们最终采用了容性功率母排，图4为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出，谐振基本消除，满载运行一小时后，无感功率母排的温升为11℃，电容C5的温升为10℃。图4使用容性功率母排后变压器初级电压和电流波形 5采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流为了进一步减小损耗，输出整流二极管采用多只大电流（400A）、耐高电压（80V）的肖特基二极管并联使用。而且，每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样，每一次导通期间只有一组二极管流过电流。同时，次级整流二极管配上了RC吸收网络，以抑止由变压器漏感和肖特基二极管本体电容引起的寄生震荡。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗，有利于效率的提高。对于大电流输出来说，一般要把输出整流二极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系数的器件，并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方

开关电源电路详解图

开关电源电路详解图一、开关电源的电路组成开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。开关电源的电路组成方框图如下：二、输入电路的原理及常见电路 1、AC 输入整流滤波电路原理： ①防雷电路：当有雷击，产生高压经电网导入电源时，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1 组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3 会烧毁保护后级电路。 ②输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 ③整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小，输出的交流纹波将增大。

2、DC 输入滤波电路原理： ①输入滤波电路：C1、L1、C2组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。C3、C4 为安规电容，L2、L3为差模电感。 ② R1、R2、R3、Z1、C6、Q1、Z2、R4、R5、Q2、RT1、C7组成抗浪涌电路。在起机的瞬间，由于C6的存在Q2不导通，电流经RT1构成回路。当C6上的电压充至Z1的稳压值时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。三、功率变换电路 1、MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。 2、常见的原理图： 3、工作原理： R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2组成缓冲器，和开关MOS管并接，使开关管电压应力减少，EMI减少，不发生二次击穿。在开关管Q1关断时，变压器的原边线圈易产生尖

PWM型开关电源电路设计

基于移相全桥软开关技术的应用

基于移相全桥软开关技术的应用1.引言随着科技的发展，电力电子设备不断更新，电源称为了现代工业、国防和科学研究中不可缺少的电气设备。为了触发、驱动开关变换器的功率开关管，研制适应越来越高性能要求的开关电源，近年来出现了PWM（脉宽调制）型变换器。PWM技术应用广泛，构成的变换器结构简单，它对常用的线性调节电源提出挑战，在减小体积的同时获取更大的功率密度和更高的系统效率[1,2]。为了拓展开关电源的应用场合，电源工作频率逐渐提高，高频化成为其重要发展方向，同时也是减小开关电源尺寸的最有效手段。然而高频PWM 变换器在传统硬开关方式工作下，功率管损耗较为严重，系统效率不高，随着开关频率的逐步提高，损耗相继增大[3,4]。为此，必须采取措施以提高高频开关变换器的效率，人们研究了软开关技术，除了减小开关损耗外，软开关技术应用还大大降低了开关噪声、减小了电磁干扰。 2.软开关技术概况及发展目前广泛应用的DC-DC PWM功率变换技术是一种硬开关技术。所谓“硬开关”是指功率开关管的开通或者关断是在器件上的电压或者电流不等于零的状态下进行的，即强迫器件在其电压不为零时开通，或电流不为零时关断。调高开关频率是开关变换技术的重要的发展方向之一。其原因是高频化可以使开关变换器的体积、重量大为减小，从而提高变换器的功率密度。为了使开关电源能够在高频下高效率的运行，高频软开关技术不断的发展，所谓“软开关”指的零电压开关（Zero Voltage Switching, ZVS）或零电流开关（Zero

Current Switching, ZCS）[5]。它是应用谐振原理，使开关变换器的开关器件中电流（或电压）按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过零时，使器件关断；或者电压为零时，使器件开通，实现开关损耗为零。再加入一些说明 3.移相全桥DC-DC技术传统的全桥（full-bridge简称FB）PWM变换器适用于输出低电压、大功率的情况，以及电源电压和负载变流变换大的场合。其特点是开关频率固定，便于控制[6,7]。为了提高变换器的功率密度，减少单位输出功率的体积和重量，需要将开关频率提高到更高频率上（1MHz级水平）。为了避免开关工程中的损耗随频率增加而急剧上升，人们在移相控制（phase-shifting-control PSC）技术的基础上，利用功率MOS管的输出电容和输出变压器的漏感作为谐振元件，使FB PWM变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现横频率软开关，称为PSC FB ZVS-PWM（简称FB ZVS-PWM）变换器[8]。由于减少了开关过程中的损耗，可以保证变换器效率达到80%-90%，并且不会发生开关应力过大的问题。现在FB ZVS-PWM开关变换器已经广泛应用于通信和电源等系统中。再加入一段话 4.DC-DC变换器的设计本文应用移相全桥的拓扑结构如所示：图 1主电路拓扑结构本文采用变换器在变压器原边串联一个阻断电容，在变压器原边电压等于零时，不仅仅依靠导通管的管压降，而主要是阻断电容上的压降使变压器原边

开关电源各模块原理实图讲解

开关电源原理一、开关电源的电路组成：开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。 ②输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 ③整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5 容量变小，输出的交流纹波将增大。

时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。三、功率变换电路： 1、MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。 2、常见的原理图： 3、工作原理： R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2组成缓冲器，和开关MOS管并接，使开关管电压应力减少，EMI减少，不发生二次击穿。在开关管Q1关断时，变压器的原边线圈易产生尖峰电压和尖峰电流，这些元件组合一起，能很好地吸收尖峰电压和电流。从R3测得的电流峰值信号参与当前工作周波的占空比控制，因此是当前工作周波的电流限制。当R5上的电压达到1V时，UC3842停止工作，开关管Q1立即关断。 R1和Q1中的结电容C GS、C GD一起组成RC网络，电容的充放电直接影响着开关管的开关速度。R1过小，易引起振荡，电磁干扰也会很大；R1过大，会降低开关管的开关速度。Z1通常将MOS管的GS电压限制在18V以下，从而保护了MOS管。 Q1的栅极受控电压为锯形波，当其占空比越大时，Q1导通时间越长，变压器所储存的能量

一种新型电流型移相全桥软开关变换器.

一种新型电流型移相全桥软开关变换器 0 引言开关电源的发展趋势是高频、高功率密度、高效率、模块化以及低的电磁干扰(EMI)等，但传统的硬开关变换器不仅存在严重的电磁干扰(EMI)，而且功率管的开关损耗限制了开关频率的提高，软开关应运而生。目前实现软开关主要有两种方法：一为零电压(ZVS)开关，另一种为零电流(ZCS)开关。全桥DC／DC变换器广泛应用于中大功率的场合。根据其输入端为电容或者是电感，全桥变换器可分为电流型和电压型两种。过去的数十年问，电压型全桥变换器的软开关技术得到深入研究。而电流型却没有得到足够的重视。事实上，电流型变换器具有很多的优点。最显著的优点之一是在多路输出的应用场合中，它相当于将滤波电感放置于变压器的原边，因而整个电路仅需要这一个电感。本文提出了一个采用移相控制的新型电流型全桥变换器，引入辅助电路来帮助两个上管实现零电压工作，利用变换器的寄生参数(变压器的漏感)来实现两个下管零电流工作。分析了它的工作原理以及实现软开关的条件，并最终在Pspice仿真中验证了理论的正确性。 l 工作原理图l所示为本人所提出的电流型移相控制PWM DC／DC全桥变换器。Lin 为输入电感，Llk为变压器的漏感，CS1、CS2是和两个上管VT1、VT2并联的电容，VTa1、VTa2是辅助开关，Lrl、Lr2是谐振电感。该变换器一个周期内共有十个开关模态，为了便于分析，我们作如下假设： a．所有电感、电容、开关管和变压器均为理想器件。 b．输入电感Lin足够大，在一个开关周期中，输入电流Iin基本上可视为不变。 c．输出电容Co足够大，在一个开关周期中，输出电压Uo基本上可视为不变； d．输入电感Lin远大于谐振电感Llk. e. 特征阻抗谐振角频率为变压器的变化。各主要变量波形如图2所示，各开关模态的等效电路如图3所示。

开关电源原理图精讲.pdf

开关电源原理（希望能帮到同行的你更加深入的了解开关电源，温故而知新吗！！）一、开关电源的电路组成[/b]：：开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。开关电源的电路组成方框图如下：二、输入电路的原理及常见电路[/b]：： 1、AC输入整流滤波电路原理： ①防雷电路：当有雷击，产生高压经电网导入电源时，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。 ②输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防

止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 ③整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小，输出的交流纹波将增大。 2、 DC输入滤波电路原理： ①输入滤波电路：C1、L1、C2组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。C3、C4为安规电容，L2、L3为差模电感。 ② R1、R2、R3、Z1、C6、Q1、Z2、R4、R5、Q2、RT1、C7组成抗浪涌电路。在起机的瞬间，由于C6的存在Q2不导通，电流经RT1构成回路。当C6上的电压充至Z1的稳压值时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。三、功率变换电路[/b]：： 1、 MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。 2、常见的原理图：

大功率移相全桥软开关电源的设计

工程硕士学位论文大功率移相全桥软开关电源的设计 THE DESIGN ON SOFT SWITCHING POWER SUPPLY WITH HIGH POWER PHASE-SHIFTED FULL-BRIDGE 雷连方哈尔滨工业大学 2006年12月

国内图书分类号 : TM92 国际图书分类号: 621.38 工程硕士学位论文大功率移相全桥软开关电源的设计硕士研究生：雷连方导师：刘瑞叶教授副导师：肖连存高工申请学位：工程硕士学科、专业：电气工程所在单位：中国科工集团第三总体设计部答辩日期：2006年12 月授予学位单位：哈尔滨工业大学

Classified Index: TM92 U.D.C: 621.38 Dissertation for the Master Degree in Engineering THE DESIGN ON SOFT SWITCHING POWER SUPPLY WITH HIGH POWER PHASE-SHIFTED FULL-BRIDGE C a n d i d a t e：Lei Lianfang Supervisor：Prof. Liu Ruiye Associate Supervisor：Senior Engineer Xiaolianchun Academic Degree Applied for：Master of Engineering Speciality：Electrical Engineering Affiliation：The 3rd Headquarters of China Aerospace Science Industry Company Date of Defence：December,2006 Degree-Conferring-Institution：Harbin Institute of technology

移相软开关控制方法

基于DSP和CPLD的移相全桥软开关电源数字控制器 1 引言近年来，随着大功率开关电源的发展，对控制器的要求越来越高，开关电源的数字化和智能化也将成为未来的发展方向。目前，我国的大功率开关电源多采用传统的模拟控制方式，电路复杂，可靠性差。因此，采用集成度高、集成功能强大的数字控制器设计开关电源控制器，来适应不断提高的开关电源输出可编程控制、数据通讯、智能化控制等要求。 2.数字控制器设计图1 控制器系统结构本文设计的数字控制器，采用TI公司24X系列DSP控制器中的TMS320LF2407A芯片作为主控制器，主要功能模块包括：（1）DSP与可编程逻辑器件CPLD相配合实现全桥移相谐振软开关驱动（2）偏磁检测电路；（3）其他功能，如数据采集、保护及外部接口等。控制系统结构如图1所示。 2.1移相控制波形的生成

TMS320LF2407A芯片包含两个事件管理器EVA和EVB，每个事件管理器都包括两个通用定时器，通用定时器GPT1和GPT2对应于事件管理器EVA，GPT1和GPT2对应于事件管理器EVB，通用定时器的结构如图2所示。通用定时器是PWM波形产生的基础，每个通用定时器都可以提供一路单独的PWM输出通道。获得指定周期指定脉宽的PWM信号的过程是：首先设置通用定时器控制寄存器TxCON确定计数器的计数模式和时钟源；然后根据需要的PWM波形周期设置周期寄存器TxPR；接着装载比较寄存器TxCMPR，确定PWM波形的占空比。通过上述相应的设置即可获得指定周期、指定脉宽的PWM信号。图2 通用定时器结构图而输出移相波形的关键是让同一事件管理器中的两个通用定时器同步工作，并且在一个通用定时器从零开始计数的时刻，赋予另一个通用定时器计数器不同的初值，初值的大小决定两个通用定时器输出PWM 波形的相位关系。本文利用事件管理器EVA的两个通用定时器GPT1和GPT2的同步工作，产生移相波形。

电脑开关电源原理及电路图

2.1、输入整流滤波电路只要有交流电AC220V输入，ATX开关电源，无论是否开启，其辅助电源就一直在工作，直接为开关电源控制电路提供工作电压。图1中，交流电AC220V经过保险管FUSE、电源互感滤波器L0，经BD1—BD4整流、C5和C6滤波，输出300V左右直流脉动电压。C1为尖峰吸收电容，防止交流电突变瞬间对电路造成不良影响。TH1为负温度系数热敏电阻，起过流保护和防雷击的作用。L0、R1和C2组成Π型滤波器，滤除市电电网中的高频干扰。C3和C4为高频辐射吸收电容，防止交流电窜入后级直流电路造成高频辐射干扰。 2.2、高压尖峰吸收电路 D18、R004和C01组成高压尖峰吸收电路。当开关管Q03截止后，T3将产生一个很大的反极性尖峰电压，其峰值幅度超过Q03的C极电压很多倍，此尖峰电压的功率经D18储存于C01中，然后在电阻R004上消耗掉，从而降低了Q03的C极尖峰电压，使Q03免遭损坏。 2.3、辅助电源电路整流器输出的300V左右直流脉动电压，一路经T3开关变压器的初级①~②绕组送往辅助电源开关管Q03的c极，另一路经启动电阻R002给Q03的b极提供正向偏置电压和启动电流，使Q03开始导通。Ic流经T3初级①~②绕组，使T3③~④反馈绕组产生感应电动势(上正下负)，通过正反馈支路C02、D8、R06送往Q03的b极，使Q03迅速饱和导通，Q03上的Ic电流增至最大，即电流变化率为零，此时D7导通，通过电阻R05送出一个比较电压至IC3（光电耦合器Q817）的③脚，同时T3次级绕组产生的感应电动势经D50整流滤波后一路经R01限流后送至IC3的①脚，另一路经R02送至IC4（精密稳压电路TL431），由于Q03饱和导通时次级绕组产生的感应电动势比较平滑、稳定，经IC4的K端输出至IC3的②脚电压变化率几乎为零，使IC3发光二极管流过的电流几乎为零，此时光敏三极管截止，从而导致Q1截止。反馈电流通过R06、R003、Q03的b、e极等效电阻对电容C02充电，随着C02充电电压增加，流经Q03的b极电流逐渐减小，使③~④反馈绕组上的感应电动势