高速运放
高速OP运算放大器制作(上)
文/丁勇宏(原文刊载於音响技术108期) 快速运算放大器之有别於其他运算放大器，
是除了有好的直流特性，如高开路直流增益、低偏置电流(biascurrent)和低输入偏
离漂移(offsetdrift)之外，还要有特别设计的交流特性而能在高频上工作。这些放
大器的运用须适当选择增益频宽乘积、转折率、稳定时间和输出电流。另外还要注意
诸外细节如电源的傍路。良好的地线安排。短拉线和最大的潜布电容量等等。一些使
高速运算放大器能处理处用的特性，会因疏忽的设计者而产生问题。而不好的设计，
徒然造成一振荡器而非一高速放大器。
不可忽略的运算放大器特性
基本上运算放大器呈现给设计者的吸引力是其闭路特性几乎全由外部元件而定，鲜少
受到本身的限制。要精确控制增益、偏离、线性处、温度稳定等特性的放大器，只要
使用者选用适当外围被动元件即。但很不幸地，高速运算放大器并不像一般低频元件
般单纯好用，也因此更须仔细去了解特性∶
开路增益和频宽─参看图１的增益续宽波德图形，快速运算放大器的开路增益须常
高，以减少加算点上的误差。一些优秀的高速运算放大器约在10的５次方到10的５次方V/V间。如图所示从直流到折角频率(图示100Hz)间的增益保持平坦，然後随著频率增加而减少，设计良好的放大器其增益是以每十倍频率滑落20dB，这滑落率可保证闭路工作的稳定，同时有最好的稳定时间表现。
增益频率继续滑落而当增益为1时其频率称单增益头率(unitygainfrequency,fT)，宽
频带放大器的fT须愈大愈好，通常有100MHz。每十倍频率滑落的增益使得增益频宽乘积保持常数，而其值即是该放大器的增益频宽乘积。
大部分高速放大器的平顺滑落常超过fT，因而非理想放大结构，如元件有限频宽或潜布电容影响，在较高频率所形成极点(pole)，其频率若远超过放大器的闭路频宽，则
此外极点对高频性能只会有极小的影响。
转折率─指高速运算放大器再一快速大信号时，输出端最快的变化率，以V/usec表示。当输出必须对一步进输入(step-input)响应时，转折率限制将造成较长於仅依据
频宽所预测的大信号稳定时间，近代的高速运算放大器其转折率往往超过
1000V/usec。
稳定时间─在伺服理论里，指定当外加一步进信号於伺服中时，其精度达到5%所须的最长时间为稳定时间。对运算放大器言，精度典号型值则为满度输出的0.1%到0.01% 间，且稳定时间最好定义如下∶「稳定时间为从施加步进信号於放大器起，到输出进
入且保持在最终值的一特定误差带内所须的扫掠时间。」注意稳定时间必须同时考虑
所矛误差带和步进变化振幅，而几乎所有的特定满度输出都是10V，图2所示为高速运算放大器的标准稳定响应，通常放大器输出先进入转折率限制形态，过激於最终值，
再进入且保持在误差带内一直到最终稳态电平。(拂掠时间须自步进输入的瞬间，t=0
起就算，有些玩规格游戏的厂商在量时，放大器的转折时间并未矛计入。)
仅依赖频宽和转折率规格是无法预知放大器的稳定时间的，这是须经过实测且与设计
一致所得的参数。可预期的是那些特别设计以快速稳定时间的放大器，根频宽和考虑
转折率来求得稳定时间，其他的放大器则无法预期。
低输出阻抗和高输出电流─高速运算放大器几乎都设计的有低输出阻抗和相当的高输
出电流。低输出阻抗可以在驱动电容性负载时保持放大器的稳定，而高输出电流
(200mA到100mA)则可供同时高速驱动电容性负载［I=(Ccv/dt)］和相当的低数值回授
电阻与负载电阻。(良好的高频设计必须保持所有的阻抗愈低愈好，用意在去除潜布
电容或寄生电容等所引起的相位移。)
为什麽输入动态范围很重要？
图3所示为高速运算放大器用作反转增益为2的放大器简图，用以说明一重要的元件特性，输入是10Mhz、10Vp-p的正弦波信号；输出是20Vp-p的倒相正弦。假设这放大器的波德国形就是图1所示，则10MHz的开路频宽为10，故以-20Vp-p的输出言，该运算放大器加算加上便有2Vp-p的电压。这已是相当大的信号，而事实上大部分的泛用运
算放大器根本无法不失真、无抑制或不切削的处理如此高的电平。也因此，高速运算
放大器一定要有大的输入动态范围；换言之，也就是当直接施加一相当高的峰值电压
於放大器输入端时绝不致使输出受到转折率限制或是扭曲。高速运算放大器的输入动
态范围其计算法如下文框内所示∶
IDR是SR和GB的函数
高速运算放大器的输入动态范围(inputdynamicrangeIDR)与转折率(可推算为全必v频
率)和增益频宽乘积有关。假设输出全必v频率於最大振幅(即最大、最快和不失真的
可能输出)下，计算其开路增益，最後将这些数值代入下式∶
IDR=(Vp-p*FPF)/GB
式中Vp-p为峰对峰电压值，FPF表全必v频率，GB=单增益频率。
若全必v频率未知，则可改用下式∶
IDR=Vp-p*SR/(20GB)；SR=转折率
例∶後文中放大器的输入动能范围为若干？
IDR=(20*16MHz)/130MHz=2.46Vp-p=+-1.23Vp
的输入范围内，此运算放大器无转折率限制。
当之无楫漱竣擎t运算放大器
在1960年代的模组式运算放大器，其稳定时间对0.01%精度为1usec而很快地为12位元资料收集系统所广用。1970年代初期特快模组上市，这些夸称有更快的稳定时间，其
有100MHz的增益频宽乘积和1000V/usec的转折率。70年代末期，混成式元件也达到此一特性水平，如下表所示∶
AM-50特性表
了解一运算放大器的输入动能范围可有助於避免转折率限制问题的发生，和有最好的
运用。例如图4所示为单增益反转放大器，设该元件的输入动态范围为+-1.23(如方框
内计算)，则该电路可再生-4.92步进输入为-4.92输出且无转折率限制。(注意其4.92
步进输入反映在加算点上已被除以2，这是由二等值电阻所致。)
进一步认识输入动态范围的重要性後，也就知道当运算放大器在其输入放大器在其输
入动态范围内时，输出的变动率是输入电压的直接比。因此输出能以与小电压相同的
转变时间做大电压转变。更明白地说，同样的上升或下降时间能有更大的电压变。图
5所为一快速运算放大器的三个步进输出，1和2有相同的上升时间是因为都在输入动
态范围内，末受到转折率制。输出则因已超出输入动态范围，所以有了转折率限制，
它须花相当长时间才到达最终值。尤有甚者，波形也出现了一些过激，这即是受到转
折率限制状况下所共有的问题。(在装好由乐音堂所购加强型超低TIM放大器後，测试
中发现当方波输入约达0.5Vp时，其输出端前缘即会有过激现象产生，以如此优秀的
放大器尚且仅具1Vp-p的IDR，更何况一般呢？)
设计一个既有好的直流特性，又有好的输入动态范围和能免於转折率限制响应的运算
放大器输入级是非常琐碎的。较简单的做法是用一个双极性低漂移性能的运算放大器
和一个前授设计具优秀输入动态范围的FET组合起来(如图6，此外在102期P.118的实
用电路精粹亦有二例)，而有非常宽的频带、高转折率和快速稳定时间，同时又有极
高的开路增益和非常低的输入偏离电压温度漂移(典型值1uV/C)。
从频宽的选择开始─当须要选用高速运算放大器时，应先决定所要的频宽，最小闭路
频宽是由运算放大器的增益频宽乘积和所用杂音增益决定。杂音增益(NoiseGain)是
杂音电压或其他串在一放大器输入端的信号的闭路增益(图7)。
将杂音增益画在运算放大器的波德图形上可决定负3分贝的闭路频宽。参看图8其闭路
增益是99，所得杂音增益是(1+a)即100，以所示100MHz频宽的放大器可得1MHz的负3 分贝闭路频宽。(注意常见的单增益反转放大器其杂音增益为2；以上例言仅得50MHz
的闭路频宽而非100MHz。)
单极点简化响应计算
若运算放大器具一纯粹单极点响应，则可依下式计算其闭路的步进响应∶
Eout=aEin(1-e/T(1+a)
输出误差为∶=e/T(1+a)
从後式可依各精度求出稳定时间，简化的计算使用时间常数=(a+1)/2fT；为闭路增
益。以图8为例，时间常数=159nS。
图9所示为单极点响应至已知差所需的时间常数，以图8的放大器而言，精度0.01%需9 个时间常数或1.44usec的稳定时间。以相同放大器(GB=100MHZ)做单增益反转放大
时，其闭路频宽为50MHz，得=3.2nsec，精度0.01%所需稳定时间只要28.8nsec。
应用理想单点响应无转折率限制条件，求取稳定时间是个有效的方法，最糟糕情况下
也可得到稳定时间的近似值，而且当杂音增益愈高就愈接近。若是特别设计为快速稳
定时间的运算放大器，再将所估计转折至最终值的额外时间加到所算出来的稳定时
间，可使结果更为准确。
┅但常发生的复极点
有时候运算放大器并不纯属单极点系统，如图10所示三个典型情况会加上第二个极
点。C1代表放大器的输入电容加上加算点到地级间的潜布电容，和输出电容驱动运算
放大器的等效。C1和R及aR在S平面上实轴的-aAC1/(a+1)处造成一极点，放大器的有限输出电阻Ro和负载电阻RL又和负载电容CL在-RoRLCL/(Ro+RL)处造成另一极点。至於运算放大器如前面所叙本身若在高频有个外极点，则会加上第三个极点。
一般而言，这些极点中有一个会占优势，也就是较靠近放大器单增益频率的一个，这
个优势极点当然会使原来的一阶系统转变为二阶，而且带来复杂变化的极点群而告成
铃振。
当发生铃振时，放大器便须要用回授电容来做补偿图10。观察步进响应试验时选用适
当的调整电容，便可消除铃振。通常所要的阻尼率(dampingratio)是1，可是在一些
实际应用上有稍微的过激可能更好。
计算显示当第二个极点是运算放大器闭路频宽的至少四倍以上时，阻尼率将等於或超
过1，而且没有过激。既然外极点的频率能很快的概算，便可以这个关系来预知电路
的铃振情形。
一般情况下因输入电容C1引起第二极点时，补偿电容C2最好先从C2=C1/a的数值开始，再看需要加上适量的C'2以达到1的阻尼率。(虽然另外的两个可能外极点不占优
势，但仍可能增加放大器额外的相位滞後。这种可能性，解释了何以通常须要较大值
的C2才能达到所须要的补偿。)
成孕u是兼顾每一个设计要诀
在高速运算放大器的使用上有六个简短但很重要的建议是∶
１．所有的引线，尤其对加算点须尽量的短。同时尽一切可能，保持加算
点上的潜布电容绝对的小。
２．将信号地线和电源地线分开，只在共地点上相接。
３．若信号源或负载必须远离运算放大器时，选用适当的同轴电缆和接端
以获得最好响应。
４．印刷电路板设计时加入接地面铜箔，以获得最好特性。
５．考虑输入源驱动能力和放大器的输出驱动能力，选择最低数值的输入和回授电
阻，通常使用的输入电阻数值在500欧姆到1000欧姆间。
５．使用优秀的电源傍路电容，并且将它们直接接在放大器的电源接脚上。
最好能用钽质电容器并联陶瓷电容器。
高速运算放大器的试作因手头上没有Datel的AM-500进一步资料，且其仅作为反
转放大专用；增益从-1到-10，而其输入电阻低至500欧姆，信源驱动能力便显得相当
重要和受条件限制，所以试作是以NS的LH0032为主，取其泛用和厂方资料手册的详尽。
初资接触LH0032在1981年十月出版的日文杂第一篇特集上，题为「新时代运算放大
器─高速广带域运算放大器」，图文并茂有相当当仔细的论析，甚至次还有张实体解
剖的照片，而询问宏公司的答覆是无法提供少量样品做个人测试和研究，於是在一
次和乐音堂吕先生闲谈中，决定乾脆用晶体砌它几个。且约略估算成本并不比其在日
上售价6,500高，於是便收集资料开始制作、实验和做了些变动，并将一些心得提出
和音技读者共享，希望读者朋友来信指教和讨论。
图11是LH0032电路图，括号内即日本人所做实测值，先分析直流情形。初级是单晶片
配对的FET取其线性和输入动态范围最好(双极性电晶体的输入电压转移为指数型，故
很难在没有一点回授即开路的情形下得到绝佳回路特性)，工作电流每边3mA，由
R4.R9和Q8.Q9提供，类似MclintoshMC2500输入级结构，因Q9工作电必v小而有不错的特性。极负载电阻上压降1.5V，次级差动对的射极电阻80欧姆使这级每边有5mA的
工作电流，输出经Q5和Q6串叠，Q10和Q16做电流镜负载，才以Q11和Q12组成的射极随
耦缓冲级输出，其静态电流以Q7和R5.R6偏置在1mA，以能克服交越失真同时具最低热损耗。
再分析交流情形∶初级增益Av(1ststage)=gmRL=1.4；在此，gm=3.5mmho,RL=R1//
(B3+1)(re3+2R3)。次级是串叠结构，因Q3和Q4集射极间电压恒定维持於单一二极体
压降，故极间电容的米勒效应可说是没有。音技61期的Marsh先生在他的被动式唱头
等化放大器(即PRO-218)中此级用恒流源，梁副总在93期61页分析谓减少米勒效应影响，但也使得电压利用上有相当的损失，以供电Vs=+-24V仅得输出V o=12V，且缓冲级
的热损耗也大大增加。或钗]此可获得输出级晶体VCE变动对输出的调变一些抑制改
善，但也见仁见智。次级增益Av(2ndstage)=gm4*Req=1400；在此gm4=
(5mA/0.026V),Req=(1/hob6)//(1/hob10)//(B11+1)(RL)。所以能有如此高的增益可
说全拜Q10和Q16电流镜的高主动负载电阻所赐，想到103期的K平坦放大器里，王先生从电流镜射极电阻取输出，应是获得输入晶体稍低的供电电压，但这种高增益特性便
完全失去了。
最後再看看射极随耦缓冲输出级，何以次级每边要用到5mA之钜的工作电流，而在此
仅用1mA做静态电流？参考手册上的资料其SR<=1000V/usec,显然输出变动的边际即为1000/usec，Q11和Q12的基集极间有若干的极间电容量Ccb必仰赖次级的驱动，以
250mAIcmax的电晶体而言(日本实剖报告中，所有PNP和NPN的晶片都是相同外观，故以其绝对定额做为输出电流判断)，Ccb约在1pF到5pF间，原厂显然控制其在2.5pF以下，才能保证有SR<=(5mA/2*Ccb)=(5mA/5pF)=1000V/usec的特性。试作时Q11和Q12选用JAN2N2219A/JAN2N2905A时，因其Ccb约为8pF，果然输出的变动便受此限制，不怪分析MarkLevinsonJC-3时，EQ的初、次级和平坦的初.次级用了15mA/3.5mA和
15mA/25mA的工作电流，回异次一级数百uA者；(JC-3的EQ其
SR<=15mA/220pF=68V/usec，尚有缓冲级的Ccd也需靠3.5mA的次级电流驱动)，而造成当时与众不同的优越性能。读者若有兴趣，不妨就速度方面试分析一下往常的制作，
验证一番。有好的线路结构，也要有适当的工作点才能红花绿叶，相得益彰。再说
1mA的静态电流是因为已足够消除交越失真，而再大的电流除了对IC会造成额外的温
升使Warmup到稳定的时间相并加长外，同时对有限的必v逸散上，相对限制了若干对
负载的驱动能力。据手册资料的Note看来，其测量时间为供电後7分钟，而其前分钟
输出入的直流特性尚且颇有变动。以薄膜科技制成的IC尚且如此，也难怪Marsh先生
说他决定他的前级放大器终日开著。读者制作过PRO-218N後，一定会有深切体会。
再看看杂音∶杂音电压的产生原因是由电子随机运动(randommotion)所导致的热作用(themalaction)。一个导体的电阻愈高则所产生的杂音电压也愈高，这是因电阻愈
高，热量和热骚动愈高。
对真空管和电晶体等，常用等效杂音电阻来表示杂音状况。等效杂音电阻愈低则元件
内固有的杂音就愈低。以JFET而言，其杂音电阻Req为互导率gfs的倒数。而其杂音发生的三种来源是１、闸极漏电电流散乱杂音(shotnoise)，VDS愈高则杂音愈高２、载
体扰动的热杂音(thermalnoise)，ID愈大则杂音愈高３、低频率杂音(Lowfrequencynoise)，与制造技术有关。在杂音曲线中的平坦部分是热杂音。高频
部分每八度音程杂音因素(noisefactor)上升6分贝，是因元件的必v增益依频率的平
方成反比而下降，虽然杂音强度不变，但相对使杂音因素上升。低频率杂音亦即
(1/f)杂音力故以每八度音程上升3分贝。
在电路应用上除杂音外，还须考虑输入动态范围、增益和频宽，甚且後级负载状况来
决定所须元件和工作电流。当以2SK146、2SK151、2SK170、2N3954A甚至於AD841等试作时，均可发现杂音是由等效杂音电阻所直接反映，故读者执著於工作电流若干时杂
音最小，不如选用等效杂音电阻最低的元件即可。晶体手册上的资料固可判断不同品
种间的差异，同种元件就必须逐一测量才有办法。另外，MOSFET的等效杂音电阻Req= (0.67/gfs)，更优於，不妨试试。［注意实用电路上，讯源阻值加上输出端和回授端
接地并联阻值计入热杂音，尚有电压杂音和电流杂音才成为总杂音Ene=2n+4KT
(Rs+Rf//Rf)+i2n(Rs+Rf//Rf.)Nv/Hz，而频段杂音（Broadbandnoise）=eN频段
uVrms］。雏形机以100dB增（1M/10=100dB），输出空置观察输出端得相当於的等效
输入杂音电压，换算得5.5nV/Hz，相当优秀。若输出不经等化（经RIAA等化因高频增
益减少，总杂音也减少）设输入端为纯电阻600则杂音eN=4KTRB=40.6K=3.1nV/Hz，总杂音约为（3.1+（5.5）+(1.6)=6.5nVrms，频段设为20KHz则得6.520k=0.92uVrms
，以未经RIAA等化，此讯噪比［（5mV/0.92uV）=94dB］可说极优秀；若以平坦放
大的电平100mV而言，讯噪比大於100dB；但以动圈唱头放大而言，（0.2mV/0.92uV）
仅得约46dB之谱。(实际真实状况分析须以频段逐步计算，极为繁杂，请参看NS的AUDIO/RADIO手册附录5。)。待续
高速OP运算放大器试作(下)
文/丁勇宏(原文刊载於音响技术109期) 初次试作采用万用板，零件的排列走线颇了
一番奶A完成後通电测试时发现输出端漂移的很厉害，真可谓风吹草动就来个鸡飞
狗跳。虽然电路工作点因迁就手头所有零件而做了变动，但所用单晶片配对FET是
AD841，其温度特性匹配最大漂移系数不到10Uv/度，且用手触摸外壳并不影响输出漂移，臭虫在那里？第二级全AD810和AD820换过後，发现仅剩下暖机时的不稳定，原来臭虫在此。经思索并实验证明是因Q3.Q4和Q10.Q16互相的热平衡所影响，即如Marsh 先生在此仍用复合管，此级增益又大，真是牵一发而动全身，一定得克服。又实验步
进输入响度时发现若照Massh先生在Q3集极到电流镜间加入电阻，平衡Q3.Q4间热梯度(Q5和Q6未接)却使下降转折率减慢与上升转折不一致。用扫描信号输入，只见输出好
像随频率增加而向正端漂移，难怪「放大器SID详论」文中强调转折率对称的重要
性。当输入以音乐暂态不对称信号时岂不正造新信号─失真？也因此LH0032在这里不
用这电阻，注意它有和Q5.Q6可使Q3和Q4平衡，218N不能。再就是Q10和Q16也得设法
使它们热梯度一致。Q16的VCE只有0.6V，而Q10的VCE差不多有15V，要平衡又不可能
用电阻，只好也来个串叠，在Q10上加个晶体。翻齿U厂线性IC手册可见诸如LH-0044 或LM-11或OP-06等低电平或高精度放大器中，在在可以看到串叠的影子，相信这不仅
是改善了交流特性，直流方面的优异表现也是亟所追求的。
为了克服漂移这个分离式放大器的克星，原来的电流镜可变动为威尔逊电流镜。其输
出入电流的误差极少，以单晶结构可由於各个电晶体间的VBE及hFE值的正确配合，与特性相近的优点及对温皮漂移的匹配而获得佳结果(如德州仪器便有此系列的TL010电
流镜得专用IC)，但是做成分离式仍有瑕疵，症结还是热梯度的平衡问题。可从电压
差看出，温度漂移匹配晶对之间仍有近似於两倍的必v损耗。而以串叠改成图12(b)时
温度漂移匹配晶对的电压差使可以由外加的VZD控制完全一致，所以考虑用分离元件
试作，还是选择了後者。不过若读者能买到德仪的TL011，是大可以将之代入此处。
至於输入级，虽然串叠很显然可以由FET的降低而使偏离漂和杂音减少，实际上负载
对VDS的影响只有约+_25mV的变动(如104期所论，亦可以由示波器看出个梗概)，除了做MC唱头放大器而要求更低的杂音特性(当然此时等效输入杂音受到元件的杂音因素
影响，还必须选用极低噪音管或予多对并联使用)，或使用高压供电等之外，在静止
空气中，如整体封装成模组或是装在机壳里的特性，应该是很可以接受的。考虑及此
加上输入级的放大度并不大，故未予变动。
频宽的选择对此结构而言，由於NS资料手册上记载得很详细而可以说非常富弹性。在
过去往往忽略必v频宽而只注意到小信号频宽，自从SID被动视後才发现接上负载後的
放大器驱动能力才是问题的所在。因此正弦波信号的最大转折发生在零轴交点处，即
V o=VpSin2f，微分後(dvo/dt)t=0=2fVp得∶SR=2fmaxVp,或fmax=(SR/2Vp)。。所以根
据所要输出峰值电压Vp和最大必v频宽FPFmax或fmax就可以求得最低限转折率。对LH0032(大部分亦然)放大器来说，输折率就是初级对信号变化的响应能力。因Q3和Q4
串叠放大级的无米勒效应，故可以很理性地获得SR=(3Ma/Cc)，Cc表2.3脚的补偿电容便可以获得所要转折率和频宽。又因交流分析知第二级放大率当受缓冲级晶体的hFE
参数影响(可做高增益回路实验，变动负载看出变化)，故若须更高开路增益和负载驱
动能力，缓冲级便有改变的必要。同时为了避免在频宽─增益曲线上造成由各种非理
想化放大器导致的不当优势极点，对第二级还是要根据所须增益和频宽做限制补偿。
可参照手册中附图各种补偿和单增益补偿看出。另一方面，因元件必v增益恶化导致
的杂音因素增加，其杂音也须除去，由实验中看出，ｃc补偿电容值在10pF左右时最
具边际效应。
变动後的电路见图14，是个可让较苛求读者和电料行老板都眉开眼笑的电路，因它不
必非用单晶片配对电晶体不可，而多用了几颗电晶体补偿。希望读者不会再认为电路
上没有补偿电容的使用而仍能稳定工作点便是低TIM，(人云亦云不足取，要能像唐主
编鼓励洪先生短路ESS-500输出端的求证精神和做法才是大快人心)另外，还得要考虑
寄生电容和潜布电容这些看不到的东西，其对电路的影响而从频宽、输入动态范围和
对负载驱动能力甚至於实用性著手，才能真正获得低失真。无TMD的放大器。
所有的工作点可参考LH0032或自行依所须频宽和杂音而变动，甚至於输出缓冲级改用最高级的LH0063型式，做极高速运算放大器。注意原来第二级也有本身的工作频率限初，也需变动，但已面目全非不拟再讨论。有兴趣的读者可参醋H0024、JC-2平坦级
和LH0063自行组合运用。
设计PC板时先将所用零件插在万用板上，极易一一排列组合，为了想密封做成模组桦胶热隔离，而排成正方形最密集且占最小空间。决定了走线图再用透明胶片一面移贴
胶点，另一面走线，几番折腾做了雏型机，其成果的确不凡，频宽轻易就超过1MHz而杂音依然不错，体积小易於组合运用而不怕小机箱。这样的结果固然因本身原就是属
於仪器等级，而且大改往昔之速度不足缺点，比诸MarkLe_vinson等顶级机不应逊
色，朋友，有兴趣大家一起来。
在全部实验阶段里，参考资料手册说明和技术文中应证，做单增益补偿的随耦器时，
特性反而变差(正如同所有外部补偿运算放大器然)，是因原来开路频宽曲线非呈纯十
倍频率增益滑落20dB的单极点系统，致使相位不足而易使输出有铃振甚至振荡的现
像。最好的随耦器是射极随耦形态，故NS也另有生产如LH0033.LH0063等单增益随耦器面市，只是价钱不斐，台币也要好几千。附上LH-0063电路图如图15供读者参考，
它的转折率有6000V/usec。
如果要就运算放大器做单增益随耦器应用时，要如何改进以获得快速稳定的响应呢？
参考NS的LB-42(或参考开发书局的积体运算放大器原理及各型运用一书P.273)，节译如下，希望对拥有LF357的读者能有更多的应用。
有钗h运算放大器用做单增益随耦器时(亦即对反相输入端做全回授)，驱动高电容负
载会呈现极重铃振甚至振荡的结果。比方说LM110随耦器可正常地驱动50pF的负载电容，但因开路输出阻抗的滞後现像而无法驱动大到500pF的负载电容。若形成滞後的
频率与该放大器增益频宽乘积相近，且相位边际(PhaseMargin)减到零时便会振荡。
虽然这问题的解决方法尚未普遍被知道，图16的一般问题分析也差不多有效。已知增
加运算放大器回授网路的杂音增益，可改进对电容负载的容忍力，图16中使R2=Rf/10 即可做到(串入当电容C2可防止直流杂音增益同时增加，避免直流偏离、漂移和精度
的恶化)。
若运算放大器的增益频宽乘积为1MHz,R1=Rf的闭路频宽为500KHz。增加的R2=(Rf/10) 将闭路频宽降为(1M/(10+1)=90KHｚ，放大器便能容忍更大的负载电容
杂音增益=(Rf/R1)+(Rf/R2)+1,(交流)
杂音增益=(Rf/R1)+1(直流)
若用R3和C3代入也有同样结果，此时的交流杂音增益为∶1+(R4/R3)+Rf/R1+(Rf/R1) (R3+R4/R3)
当R1开路时，交流杂音增益为∶［(R4/R3)+(Rf/R3)+1］。可知R3愈小和R4或RF愈大, 都会增加杂音增益。
特别是当Rf须为零时，如随耦器，杂音增益可因加入大的R4和小的R5而增加，如图17 所示。若Rs很小，交流杂音增益是(R4/R5)+1。(若Rs很大且为定值，可不用R49，增
音增益便是(Rs/R5)+1。)对LM110/LM310等，推荐使用R4=10K，当R5=3.3K，C5=200Pf 时LM110可稳定驱动至600PF。
这技巧的另一应用是用来一个高转折率的快速随耦器。LF356可用做随耦器，但是
LF357必须使用在最低"Av=5"上，这是因其内部较大的电容仅能做「不全补偿」(decompensated)。大部分使用者不晓得以LF357做随耦器其实很简单。图18中的
LF357在Rs<1K下有快速的稳定响应一如LF356然，但转折率的典型值有50V/usec，而不是LF356的12V/sec。
同样的，LM349是四包装的不全补偿快运算放大器，其双极性输入级须有相当偏压电流，最大值是200nA，故正和负输入端上的电阻值最好相等，如图19所示。LM349有
2V/usec的典型转折，可以比只有0.5/usec转折的LM348(如同LM741)更快而且不失真
的处理音频信号。同一方法用在LM101时只要5pF的阻尼电阻，是因为这类电路有较快的转折，而当讯源阻抗Rs增大时频宽将降低，而增高杂音增益又使交流杂音增加。然
而大部份近代运算放大器都有低杂音，10倍的杂音增益将使输出端杂音大为增加，使
用者必须反覆检查以确使不致不符所需。
如果串联电容远大於必要值，会使杂音相对增加，一般如图17选用时，可依下列式子
决定(fv=运算放大单增益频宽)∶
C5min=4.(1=(R4/R5))/2R5.fv=R4+R5/(/2).fv.(R5)
要有最好的结果，选择C5的设计中间值为C5min的2到3倍。
按应用分类的运算放大器选型指南
ADI 公司开发创新能源解决方案已逾十年。我们的高性能放大器产品组合在促进变电站设备中的电能质量监控方面起着重要作用，而且随着再生能源系统的最新发展，它们也有助于实现突破性的解决方案。 能源应用放大器 欲了解有关能源应用的更多信息，请访问：https://www.360docs.net/doc/cf18749951.html,/zh/energy 典型太阳能电池系统图 典型变电站自动化系统图
过程控制和工业自动化应用放大器 40多年来，工业过程控制系统设计者与ADI公司密切合作，以定义、开发、实施针对各种应用进行优化的完整信号链解决方案。我们提供基于业界领先技术和系统性专业技术的精密控制与监测解决方案，使过程控制同时具备可靠性与创新性。 欲了解有关过程控制和工业自动化应用的更多信息，请访问：https://www.360docs.net/doc/cf18749951.html,/zh/processcontrol
仪器仪表和测量应用放大器 ADI公司提供高性能模拟解决方案，用来检测、测量、控制各种传感器。我们的技术支持广泛的创新设备鉴别、测量液体、粉末、固体和气体。领先的放大器产品可帮助客户优化定性和定量仪器的性能。 网络分析仪框图 电子秤框图 欲了解有关仪器仪表和测量应用的更多信息，请访问：https://www.360docs.net/doc/cf18749951.html,/zh/instrumentation
电机和电源控制应用放大器 针对电机和电源控制解决方案，ADI公司提供齐全的产品系列以优化系统级和应用导向设计。ADI公司的放大器产品在电流检测和电压检测应用中具有许多优势。 欲了解有关电机和电源控制应用的更多信息，请访问：https://www.360docs.net/doc/cf18749951.html,/zh/motorcontorl
健器械的未来。 脉搏血氧仪功能框图
小信号放大器选型指南
小信号放大器选型总结 李杨2011/12/30 一、小信号放大器选型的几项重要指标 ⑴、电源电压：根据实际需求选择具有合适的工作电压的放大器。 ⑵、放大器精度：放大器的精度主要与输入偏置电压（ V）相关，并分别随温度 os 漂移，电源抑制比（PSRR）以及共模抑制比（CMRR）变化。精密型一般是指具有低输入偏执电压及低输入偏置电压温度漂移的运算放大器。放大小信号需要采用高精密度的运算放大器。 ⑶、增益带宽积（GWB）：电压反馈型运算放大器的增益带宽积决定了其在某项 应用中的有效带宽。将增益带宽积除以应用中的实际闭环增益，便可大致估算出实际可用带宽。增益带宽积是恒定的常数。选择大带宽/转换速率（slew rate）的运算放大器，能够实现更低的失真，更卓越的线性度、更佳的增益准确度。 4、电压噪声：放大器产生的噪声将会限制系统的最大动态范围、准确度和分辨率。 地电压噪声能够改善精确度。 5、输出偏置电流：当与源阻抗或反馈阻抗相互作用将产生偏置误差。具有高源阻 抗或高反馈阻抗的应用，通常需要有较低的输入偏置电流。场效应（FET）输入及COMS运算放大器一般都能够提供很低的输入偏置电流。 6、转换速率：放大器的最大变化速率。当驱动大信号至高频时，转换速率是一个 很重要的参数。一个运算放大器的最大可用带宽取决于其转换速率。 二、运算放大器选择需要注意的问题 1、输入信号的幅度大小 为确保因输入信号而产生的错误最小化，微小输入信号需要高精度（例如低偏执电压）的放大器，以确保放大信号输出的电压范围涵盖了所需的放大输出的信号范围 2、放大器周围环境的变化 运算放大器对于温度的变化极为敏感，因此，考虑偏置电压随温度偏移很重要 3、共模电压 一般需要确保运算放大器工作在其共模电压范围内，并保证足够的共模抑制比（CMRR）。共模电压会导致额外的偏置电压。 4、电源电压是否会改变 电源电压的改变会影响到偏置电压，这对使用电池供电的放大器尤为重要。三、集成运放的主要技术指标 集成运放的输入级通常由差分放大电路组成，因此一般具有两个输入端以及一个输出端，还有其他以连接电源电压等的引出端。两个输入端中，一个与输出端为反相关系，另一个为同相关系，分别称为反相输入端和同相输入端。 运算放大器的符号如下图所示。其中反相输入端和同相输入端分别用符号“－”和“＋”标明。
常见运放滤波电路
滤波电路 这节非常深入地介绍了用运放组成的有源。在很多情况中，为了阻挡由于虚地引起的直流电平，在运放的输入端串入了电容。这个电容实际上是一个高通滤波器，在某种意义上说，像这样的运放电路都有这样的电容。设计者必须确定这个电容的容量必须要比电路中的其他电容器的容量大100 倍以上。这样才可以保证电路的幅频特性不会受到这个输入电容的影响。如果这个滤波器同时还有放大作用，这个电容的容量最好是电路中其他电容容量的1000 倍以上。如果输入的信号早就包含了VCC/2 的直流偏置，这个电容就可以省略。 这些电路的输出都包含了VCC/2 的直流偏置，如果电路是最后一级，那么就必须串入输出电容。 这里有一个有关滤波器设计的协定，这里的滤波器均采用单电源供电的运放组成。滤波器的实现很简单，但是以下几点设计者必须注意： 1. 滤波器的拐点(中心)频率 2. 滤波器电路的增益 3. 带通滤波器和带阻滤波器的的Q值 4. 低通和高通滤波器的类型(Butterworth 、Chebyshev、Bessell) 不幸的是要得到一个完全理想的滤波器是无法用一个运放组成的。即使可能，由于各个元件之间的负杂互感而导致设计者要用非常复杂的计算才能完成滤波器的设计。通常对波形的控制要求越复杂就意味者需要更多的运放，这将根据设计者可以接受的最大畸变来决定。或者可以通过几次实验而最终确定下来。如果设计者希望用最少的元件来实现滤波器，那么就别无选择，只能使用传统的滤波器，通过计算就可以得到了。 3．1 一阶滤波器 一阶滤波器是最简单的电路，他们有20dB 每倍频的幅频特性 3．1．1 低通滤波器 典型的低通滤波器如图十三所示。
(整理)运算放大器基本电路大全
运算放大器基本电路大全 运算放大器电路大全 我们经常看到很多非常经典的运算放大器应用图集，但是这些应用都建立在双电源的基础上，很多时候，电路的设计者必须用单电源供电，但是他们不知道该如何将双电源的电路转换成单电源电路。 在设计单电源电路时需要比双电源电路更加小心，设计者必须要完全理解这篇文章中所述的内容。 1．1 电源供电和单电源供电 所有的运算放大器都有两个电源引脚，一般在资料中，它们的标识是VCC＋和VCC －，但是有些时候它们的标识是VCC＋和GND。这是因为有些数据手册的作者企图将这种标识的差异作为单电源运放和双电源运放的区别。但是，这并不是说他们就一定要那样使用――他们可能可以工作在其他的电压下。在运放不是按默认电压供电的时候，需要参考运放的数据手册，特别是绝对最大供电电压和电压摆动说明。 绝大多数的模拟电路设计者都知道怎么在双电源电压的条件下使用运算放大器，比如图一左边的那个电路，一个双电源是由一个正电源和一个相等电压的负电源组成。一般是正负15V，正负12V和正负5V也是经常使用的。输入电压和输出电压都是参考地给出的，还包括正负电压的摆动幅度极限Vom以及最大输出摆幅。 单电源供电的电路(图一中右)运放的电源脚连接到正电源和地。正电源引脚接到VCC＋，地或者VCC－引脚连接到GND。将正电压分成一半后的电压作为虚地接到运放的输入引脚上，这时运放的输出电压也是该虚地电压，运放的输出电压以虚地为中心，摆幅在Vom 之内。有一些新的运放有两个不同的最高输出电压和最低输出电压。这种运放的数据手册中会特别分别指明Voh 和Vol 。需要特别注意的是有不少的设计者会很随意的用虚地来参考输入电压和输出电压，但在大部分应用中，输入和输出是参考电源地的，所以设计者必须在输入和输出的地方加入隔直电容，用来隔离虚地和地之间的直流电压。(参见1.3节) 图一
仪表放大器的设计说明
目录 一、绪言 (7) 二、电路设计 (8) 设计要求 (8) 设计方案 (8) 1、电路原理 (8) 2、主要器件选择 (9) 3、电路仿真 (10) 三、电路焊接 (13) 四、电路调试 (14) 1、仪表放大电路的调试 (14) 2、误差分析 (15) 五、心得体会 (18) 六、参考文献 (19)
绪言 智能仪表仪器通过传感器输入的信号，一般都具有“小”信号的特征：信号幅度很小(毫伏甚至微伏量级)，且常常伴随有较大的噪声。对于这样的信号，电路处理的第一步通常是采用仪表放大器先将小信号放大。放大的最主要目的不是增益，而是提高电路的信噪比；同时仪表放大器电路能够分辨的输入信号越小越好，动态围越宽越好。仪表放大器电路性能的优劣直接影响到智能仪表仪器能够检测的输入信号围。本文从仪表放大器电路的结构、原理出发，设计出仪表放大器电路实现方案，通过分析，为以后进行电子电路实验提供一定的参考。 在同组成员帅威、智越的共同努力下，大家集思广益，深入探讨了实验过程中可能出现的各种问题，然后分工负责个部分的工作，我和帅威负责前期的电路设计和器件的采购，后期的焊接由智越完成，最后的调试由我们三个人共同完成。本报告在做实验以及其他同学提出的富有建设性意见的基础上由我编写，报告中难免会有不足或疏漏之处，还望大家指正为谢！
第一章电路设计 一、设计要求 1、电路放大倍数>3000倍 2、输入电阻>3000kΩ 3、输出电阻＜300Ω 二、设计方案 1、电路原理 仪表放大器电路的典型结构如图1所示。它主要由两级差分放大器电路构成。其中，运放A1，A2为同相差分输入方式，同相输入可以大幅度提高电路的输入阻抗，减小电路对微弱输入信号的衰减；差分输入可以使电路只对差模信号放大，而对共模输入信号只起跟随作用，使得送到后级的差模信号与共模信号的幅值之比(即共模抑制比CMRR)得到提高。这样在以运放A3为核心部件组成的差分放大电路中，在CMRR要求不变情况下，可明显降低对电阻R3和R4，RF和R5的精度匹配要求，从而使仪表放大器电路比简单的差分放大电路具有更好的共模抑制能力。在R1=R2，R3=R4，Rf=R5的条件下，图1电路的增益为：G=(1+2R1／Rg)(Rf／R3)。由公式可见，电路增益的调节可以通过改变Rg阻值实现。
常用运算放大器型号及功能
常用运算放大器型号及功能 型号(规格) 功能简介 兼容型号 CA3130 高输入阻抗运算放大器 CA3140 高输入阻抗运算放大器 CD4573 四可编程运算放大器 MC14573 ICL7650 斩波稳零放大器 LF347 带宽四运算放大器 KA347 LF351 BI-FET 单运算放大器 LF353 BI-FET 双运算放大器 LF356 BI-FET 单运算放大器 LF357 BI-FET 单运算放大器 LF398 采样保持放大器 LF411 BI-FET 单运算放大器 LF412 BI-FET 双运放大器 LM124 低功耗四运算放大器(军用档) LM1458 双运算放大器 LM148 四运算放大器 LM224J 低功耗四运算放大器(工业档) LM2902 四运算放大器 LM2904 双运放大器 LM301 运算放大器 LM308 运算放大器 LM308H 运算放大器（金属封装） LM318 高速运算放大器 LM324 四运算放大器 HA17324,/LM324N LM348 四运算放大器 LM358 通用型双运算放大器 HA17358/LM358P LM380 音频功率放大器 LM386-1 音频放大器 NJM386D,UTC386 LM386-3 音频放大器 LM386-4 音频放大器 LM3886 音频大功率放大器 LM3900 四运算放大器 LM725 高精度运算放大器
229 LM733 带宽运算放大器 LM741 通用型运算放大器 HA17741 MC34119 小功率音频放大器 NE5532 高速低噪声双运算放大器 NE5534 高速低噪声单运算放大器 NE592 视频放大器 OP07-CP 精密运算放大器 OP07-DP 精密运算放大器 TBA820M 小功率音频放大器 TL061 BI-FET 单运算放大器 TL062 BI-FET 双运算放大器 TL064 BI-FET 四运算放大器 TL072 BI-FET 双运算放大器 TL074 BI-FET 四运算放大器 TL081 BI-FET 单运算放大器 TL082 BI-FET 双运算放大器 TL084 BI-FET 四运算放大器
运放关键参数及选型原则
运放参数解释及常用运放选型 集成运放的参数较多，其中主要参数分为直流指标和交流指标，外加所有芯片都有极限参数。本文以NE5532为例，分别对各指标作简单解释。下面内容除了图片从NE5532数据手册上截取，其它内容都整理自网络。 极限参数 主要用于确定运放电源供电的设计（提供多少V电压、最大电流不能超过多少），NE5532的极限参数如下： 直流指标 运放主要直流指标有输入失调电压、输入失调电压的温度漂移（简称输入失调电压温漂）、输入偏置电流、输入失调电流、输入偏置电流的温度漂移（简称输入失调电流温漂）、差模开环直流电压增益、共模抑制比、电源电压抑制比、输出峰-峰值电压、最大共模输入电压、最大差模输入电压。NE5532的直流指标如下：
输入失调电压Vos 输入失调电压定义为集成运放输出端电压为零时，两个输入端之间所加的补偿电压。输入失调电压实际上反映了运放内部的电路对称性，对称性越好，输入失调电压越小。输入失调电压是运放的一个十分重要的指标，特别是精密运放或是用于直流放大时。输入失调电压与制造工艺有一定关系，其中双极型工艺（即上述的标准硅工艺）的输入失调电压在±1~10mV 之间；采用场效应管做输入级的，输入失调电压会更大一些。对于精密运放，输入失调电压一般在1mV以下。输入失调电压越小，直流放大时中间零点偏移越小，越容易处理。所以对于精密运放是一个极为重要的指标。 输入失调电压的温度漂移（简称输入失调电压温漂）ΔVos/ΔT 输入失调电压的温度漂移定义为在给定的温度范围内，输入失调电压的变化与温度变化的比值。这个参数实际是输入失调电压的补充，便于计算在给定的工作范围内，放大电路由于温度变化造成的漂移大小。一般运放的输入失调电压温漂在±10~20μV/℃之间，精密运放的输入失调电压温漂小于±1μV/℃。 输入偏置电流Ios 输入偏置电流定义为当运放的输出直流电压为零时，其两输入端的偏置电流平均值。输入偏置电流对进行高阻信号放大、积分电路等对输入阻抗有要求的地方有较大的影响。 Input bias current（偏置电流）是运放输入端的固有特性，是使输出电压为零（或规定值）时，流入两输入端电流的平均值。偏置电流bias current就是第一级放大器输入晶体管的基极直流电流。这个电流保证放大器工作在线性范围, 为放大器提供直流工作点。 输入偏置电流与制造工艺有一定关系，其中双极型工艺（即上述的标准硅工艺）的输入偏置电流在±10nA~1μA之间；采用场效应管做输入级的，输入偏置电流一般低于1nA。
如何选择运放
如何选择运放？ 您坐下来为您的电路选择合适的运算放大器(op amp) 时，首先要做的便是确定系统通过该放大器进行传输的信号带宽。一旦您确定下来这一点，您便可以开始寻找正确的放大器。来自高速设计专家的告诫是：您应该避免使用相对您的应用而言速度过快的模拟器件。因此，您要尽量选择一种闭环带宽稍高于信号最大频率的放大器。 它听起来好像是一种较好的产品选择方案，但是这种设计方法将可能会给您的应用板带来灾难性的后果。在实验室中，您可能会发现当您将应用最大频率的输入正弦波信号置入系统时，您放大器的输出信号并未穿过希望的全刻度模拟范围。信号增益远低于预期。您放大器的转换速率（slew rate ——SR）等级超出所需。另外，您并没有驱动放大器输出至电源轨中。哪里出错了呢？ 不要再反复检查您的电阻值了！在增益单元中设计某个放大器时，为这项工作选择备选放大器时您需要了解一些事情。例如，您的信号最大带宽(SBW) 是多少？放大器闭环噪声增益(NG)是多少，以及考虑中的放大器的增益带宽产品(GBWP，我认为应该是增益带宽积GBW更合适) 是什么？另外，您想要容许多少增益误差？闭环噪声增益就是放大器增益，就像一个小电压源与运算放大器同相输入串联。 让我们通过例子来说明这个问题。例如，以1 MHz信号带宽(SBW) 开始，图1 所示放大器电路噪声增益（NG = 1 + 9R/R）为10V/V。图1还显示了具有相对于该电路刚好足够带宽的放大器的开
环频率响应；或者您认为合适的开环频率响应。放大器GBWP 为16 MHz。 由图1 所示可知，像它这样的运算放大器可以支持1 MHz 频率10 V/V (20 dB) 的增益，但我们需要进一步研究。SBW 开环增益曲线的增益为： 在我们的例子中，1 MHz频率下放大器的开环增益(AVOL-SBW) 等于16 V/V。但是，没什么好抱怨的。该电路的闭环增益误差等于NG/(AOL-SBW + NG)。在我们的例子中，1 MHz 闭环增益误差等于0.385，即38.5% 的增益误差！ 就该电路而言，如果您想要容许放大器0.05 的增益误差，同时您知道因产品和温度的不同，放大器的GBWP 会改变30% 最大值，则您需要一个具有247 MHz GBWP 的放大器。产品选择部分的指导公式如下：
十一种经典运放电路分析
十一种经典运放电路分析 从虚断，虚短分析基本运放电路 由于运放的电压放大倍数很大，一般通用型运算放大器的开环电压放大倍数都在80 dB以上。而运放的输出电压是有限的，一般在10 V～14 V。因此运放的差模输入电压不足1 mV，两输入端近似等电位，相当于“短路”。开环电压放大倍数越大，两输入端的电位越接近相等。 “虚短”是指在分析运算放大器处于线性状态时，可把两输入端视为等电位，这一特性称为虚假短路，简称虚短。显然不能将两输入端真正短路。 由于运放的差模输入电阻很大，一般通用型运算放大器的输入电阻都在1MΩ以上。因此流入运放输入端的电流往往不足1uA，远小于输入端外电路的电流。故通常可把运放的两输入端视为开路，且输入电阻越大，两输入端越接近开路。“虚断”是指在分析运放处于线性状态时，可以把两输入端视为等效开路，这一特性称为虚假开路，简称虚断。显然不能将两输入端真正断路。 在分析运放电路工作原理时，首先请各位暂时忘掉什么同向放大、反向放大，什么加法器、减法器，什么差动输入……暂时忘掉那些输入输出关系的公式……这些东东只会干扰你，让你更糊涂﹔也请各位暂时不要理会输入偏置电流、共模抑制比、失调电压等电路参数，这是设计者要考虑的事情。我们理解的就是理想放大器（其实在维修中和大多数设计过程中，把实际放大器当做理想放大器来分析也不会有问题）。
1）反向放大器： 传输文件进行[薄膜开关] 打样 图1 图一运放的同向端接地=0V，反向端和同向端虚短，所以也是0V，反向输入端输入电阻很高，虚断，几乎没有电流注入和流出，那么R1和R2相当于是串联的，流过一个串联电路中的每一只组件的电流是相同的，即流过R1的电流和流过R2的电流是相同的。 流过R1的电流：I1 = (Vi - V-)/R1 ………a 流过R2的电流：I2 = (V- - Vout)/R2 ……b V- = V+ = 0 ………………c I1 = I2 ……………………d
ADI《仪表放大器应用工程师指南》中文版
下面是我上月25号整理的，当时偶然发现我就趋值班的时间整理了一下，现在整理一下供大家点评。下面有下划线的地方是我修改过的（方括号［］内是原译和本人观点），我觉得这样比较通顺一点，正文中的黑体处属于准确性明显不足的地方。今天还发现了一个明显是错误的地方，呆会帖出来，大家看看是不是？ 信号放大与 CMR ［原译：仪表放大器是一种放大两输入信号电压之差而抑制对两输入端共模的任何信号的器件。----观点：原文说得好好的，但译出了一种洋味，特别是那个“对”字，纯属多余又影响理解。|| 原文：An instrumentation amplifier is a device that amplifies the dif ference between two input signal voltages while rejecting any signals that are common to both inputs. 抑制这两个输入端共模信号的器件，因此，仪表放大器在从传感器和其它信号源提取微弱信号时提供非常重要的功能。 共模抑制（CMR）是指抵消任何共模信号（［原译：两输入端电位相同----观点：两个输入端的电位|| 原文：the same potential on both inputs］）同时放大差模信号（两输入端的电位差）的特性，这是仪表放大器所提供的最重要的功能（阅读附注：也可以说是表现最突出、最有吸引力的功能/性能）。［原译：DC 和交流（AC）CMR 两者都是仪表放大器的重要技术指标----观点：意思没错，就是有点“涩”，翻译时加上CMR的中文意思更多方便更语言化一点，但那个“两者”是没有必要加进去了。|| 原文：Both dc and ac common-mode rejection are important in-amp specifications.］直流和交流的共模抑制CMR都是它的重要技术指标。［原译：使用现代任何质量合格的仪表放大器都能将由于DC 共模电压（即，出现在两输入端的DC 电压）产生的任何误差减小到80 dB 至120 dB。----观点：理由同上句，但读者要注意原文并没有说交流共模抑制也能达到8 0～120dB。|| 原文：Any errors due to dc common-mode voltage (i.e., dc v oltage present at both inputs) will be reduced 80 dB to 120 dB by any mo dern in-amp of decent quality 共模电压（即出现在两输入端的直流电压）产生的任何误差减小到80～120dB。 然而，［原译：如果AC CMR 不够大会产生一种很大的时变误差。因为它通常随着频率产生很大变化，所以要在仪表放大器的输出端消除它是困难的。幸好大多数现代单片集成电
运放分类及选型
运放分类及选型 对于较大音频、视频等交流信号，选SR （转换速率）大的运放比较合适。 对于处理微弱的直流信号的电路，选用精度比较高的运放比较合适（即失调电流，失调电压及温漂均比较小） 运算放大器大体上可以分为如下几类： 1、 通用型运放 2、 高阻型运放 3、 低温漂型运放 4、 高速型运放 5、 低功耗型运放 6、 高压大功率型运放 1、 通用型运放 其性能指标能适合于一般性（低频以及信号变化缓慢）使用，例如741A μ，LM358（双运放），LM324及场效应管为输入级的LF356. 2、 高阻型运放 这类运放的特点是差模输入阻抗非常高，输入偏置电流非常小。实现这些指标的主要措施是利用场效应管的高输入阻抗的特点，但这类运放的输入失调电压较大。 这类运放有LF356、LF355、LF347、CA3130、CA3140等 3、 低温漂型运放 在精密仪器、弱信号检测等自动控制仪表中，希望运放的失调电压要小，且不随温度的变化而变化。底温漂型运放就是为此设计的。 目前常用的低温漂型运放有OP07、OP27、OP37、AD508及MOSFET 组成的斩波稳零型低温漂移器件ICL7650等。 4、 高速型运放 在快速A/D 及D/A 以及在视频放大器中，要求运放的转换速率SR 一定要高，单位增益带宽BWG 一定要足够大。高速型运放的主要特点是具有高的转换速率和宽的频率响应。 常见的运放有LM318、175A μ等。其SR=50~70V/ms 5、 低功耗型运放 由于便携式仪器应用范围的扩大，必须使用低电源电压供电、低功耗的运放。 常用的低功耗运放有TL-022C ，TL-160C 等。 6、 高压大功率型运放 运放的输出电压主要受供电电源的限制。在普通运放中，输出的电压最大值一般仅有几十伏，输出电流仅几十毫安，若要提高多输出电压或输出电流，运放外部必须要加辅助电路。 高压大功率运放外部不需要附加任何电路，即可输出高电压和大电流。D41运放的电源电压可达V 150±，791A μ运放的输出电流可达1A 。 Not e1：精密运放是指漂移和噪声非常低、增益和共模抑制比非常高的运放。这类运放的温度漂移一般低于C V ? /1μ Note 2：高输入阻抗运放是指采用结型场效应管或MOS 管做的输入级集成运放。它的一个附带特性是转换速度比较高。高输入阻抗运放应用十分广泛，如采样-保持电路、积分器、对数放大器、测量放大器、带通滤波器等。
运放参数详解,超详细
运放参数的详细解释和分析1—输入偏置电流和输入失调电 流 一般运放的datasheet中会列出众多的运放参数，有些易于理解，我们常关注，有些可能会被忽略了。在接下来的一些主题里，将对每一个参数进行详细的说明和分析。力求在原理和对应用的影响上把运放参数阐述清楚。由于本人的水平有限，写的博文中难免有些疏漏，希望大家批评指正。 第一节要说明的是运放的输入偏置电流Ib和输入失调电流Ios .众说周知，理想运放是没有输入偏置电流Ib和输入失调电流Ios .的。但每一颗实际运放都会有输入偏置电流Ib和输入失调电流Ios .我们可以用下图中的模型来说明它们的定义。 输入偏置电流Ib是由于运放两个输入极都有漏电流（我们暂且称之为漏电流）的存在。我们可以理解为，理想运放的各个输入端都串联进了一个电流源，这两个电流源的电流值一般为不相同。也就是说，实际的运入，会有电流流入或流出运放的输入端的（与理想运放的虚断不太一样）。那么输入偏置电流就定义这两个电流的平均值，这个很好理解。输入失调电流呢，就定义为两个电流的差。
说完定义，下面我们要深究一下这个电流的来源。那我们就要看一下运入的输入级了，运放的输入级一般采用差分输入（电压反馈运放）。采用的管子，要么是三级管bipolar，要么是场效应管FET。如下图所示，对于bipolar,要使其工作在线性区，就要给基极提供偏置电压，或者说要有比较大的基极电流，也就是常说的，三极管是电流控制器件。那么其偏置电流就来源于输入级的三极管的基极电流，由于工艺上很难做到两个管子的完全匹配，所以这两个管子Q1和Q2的基极电流总是有这么点差别，也就是输入的失调电流。Bipolar输入的运放这两个值还是很可观的，也就是说是比较大的，进行电路设计时，不得不考虑的。而对于FET输入的运放，由于其是电压控制电流器件，可以说它的栅极电流是很小很小的，一般会在fA级，但不幸的是，它的每个输入引脚都有一对ESD保护二极管。这两个二极管都是有漏电流的，这个漏电流一般会比FET的栅极电流大的多，这也成为了FET 输入运放的偏置电流的来源。当然，这两对ESD保护二极管也不可能完全一致，因此也就有了不同的漏电流，漏电流之差也就构成了输入失调电流的主要成份。
(完整版)TI常用运放芯片型号
CA3130 高输入阻抗运算放大器Intersil[DA TA] CA3140 高输入阻抗运算放大器 CD4573 四可编程运算放大器MC14573 ICL7650 斩波稳零放大器 LF347(NS[DATA])带宽四运算放大器KA347 LF351 BI-FET单运算放大器NS[DA TA] LF353 BI-FET双运算放大器NS[DA TA] LF356 BI-FET单运算放大器NS[DA TA] LF357 BI-FET单运算放大器NS[DA TA] LF398 采样保持放大器NS[DATA] LF411 BI-FET单运算放大器NS[DATA] LF412 BI-FET双运放大器NS[DA TA] LM124 低功耗四运算放大器( 军用档 ) NS[DATA]/TI[DATA] LM1458 双运算放大器NS[DATA] LM148 四运算放大器NS[DATA] LM224J 低功耗四运算放大器(工业档 ) NS[DATA]/TI[DA TA] LM2902 四运算放大器NS[DATA]/TI[DATA] LM2904 双运放大器NS[DATA]/TI[DA TA] LM301 运算放大器 NS[DATA] LM308 运算放大器 NS[DATA] LM308H运算放大器（金属封装）NS[DATA] LM318 高速运算放大器NS[DATA] LM324(NS[DATA]) 四运算放大器HA17324,/LM324N(TI) LM348 四运算放大器NS[DATA] LM358 NS[DATA]通用型双运算放大器HA17358/LM358P(TI) LM380 音频功率放大器NS[DATA] LM386-1 NS[DATA]音频放大器NJM386D,UTC386 LM386-3 音频放大器NS[DATA] LM386-4 音频放大器NS[DATA] LM3886 音频大功率放大器NS[DATA] LM3900 四运算放大器 LM725 高精度运算放大器NS[DATA] LM733 带宽运算放大器 LM741 NS[DATA]通用型运算放大器HA17741 MC34119 小功率音频放大器 NE5532 高速低噪声双运算放大器TI[DATA] NE5534 高速低噪声单运算放大器TI[DATA] NE592 视频放大器 OP07-CP 精密运算放大器TI[DA TA] OP07-DP 精密运算放大器TI[DATA] TBA820M小功率音频放大器ST[DATA] TL061 BI-FET单运算放大器 TI[DATA] TL062 BI-FET双运算放大器TI[DATA] TL064 BI-FET四运算放大器TI[DATA]
运算放大器11种经典电路
运算放大器组成的电路五花八门，令人眼花瞭乱，是模拟电路中学习的重点。在分析它的工作原理时倘没有抓住核心，往往令人头大。特搜罗天下运放电路之应用，来个“庖丁解牛”，希望各位从事电路板维修的同行，看完后有所收获。 遍观所有模拟电子技朮的书籍和课程，在介绍运算放大器电路的时候，无非是先给电路来个定性，比如这是一个同向放大器，然后去推导它的输出与输入的关系，然后得出Vo=(1+Rf)Vi，那是一个反向放大器，然后得出 Vo=-Rf*Vi……最后学生往往得出这样一个印象：记住公式就可以了！如果我们将电路稍稍变换一下，他们就找不着北了！偶曾经面试过至少100个以上的大专以上学历的电子专业应聘者，结果能将我给出的运算放大器电路分析得一点不错的没有超过10个人！其它专业毕业的更是可想而知了。 今天，芯片级维修教各位战无不胜的两招，这两招在所有运放电路的教材里都写得明白，就是“虚短”和“虚断”，不过要把它运用得出神入化，就要有较深厚的功底了。 虚短和虚断的概念 由于运放的电压放大倍数很大，一般通用型运算放大器的开环电压放大倍数都在80 dB以上。而运放的输出电压是有限的，一般在 10 V～14 V。因此运放的差模输入电压不足1 mV，两输入端近似等电位，相当于“短路”。开环电压放大倍数越大，两输入端的电位越接近相等。 “虚短”是指在分析运算放大器处于线性状态时，可把两输入端视为等电位，这一特性称为虚假短路，简称虚短。显然不能将两输入端真正短路。 由于运放的差模输入电阻很大，一般通用型运算放大器的输入电阻都在1MΩ以上。因此流入运放输入端的电流往往不足1uA，远小于输入端外电路的电流。故通常可把运放的两输入端视为开路，且输入电阻越大，两输入端越接近开路。“虚断”是指在分析运放处于线性状态时，可以把两输入端视为等效开路，这一特性称为虚假开路，简称虚断。显然不能将两输入端真正断路。 在分析运放电路工作原理时，首先请各位暂时忘掉什么同向放大、反向放大，什么加法器、减法器，什么差动输入……暂时忘掉那些输入输出关系的公式……这些东东只会干扰你，让你更糊涂﹔也请各位暂时不要理会输入偏置电流、共模抑制比、失调电压等电路参数，这是设计者要考虑的事情。我们理解的就是理想放大器（其实在维修中和大多数设计过程中，把实际放大器当做理想放大器来分析也不会有问题）。
运放参数说明(加选型和例子)
1、输入失调电压（Input Offset Voltage） V OS 若将运放的两个输入端接地，理想运放输出为零，但实际运放输出不为零。此时，用输出电压除以增益得到的等效输入电压称为输入失调电压。 其值为数mV，该值越小越好，较大时增益受到限制。 输入失调电压VIO：输入失调电压定义为集成运放输出端电压为零时，两个输入端之间所加的补偿电压。输入失调电压实际上反映了运放内部的电路对称性，对称性越好，输入失调电压越小。输入失调电压是运放的一个十分重要的指标，特别是精密运放或是用于直流放大时。输入失调电压与制造工艺有一定关系，其中双极型工艺（即上述的标准硅工艺）的输入失调电压在±1~10mV之间；采用场效应管做输入级的，输入失调电压会更大一些。对于精密运放，输入失调电压一般在 1mV以下。输入失调电压越小，直流放大时中间零点偏移越小，越容易处理。所以对于精密运放是一个极为重要的指标。 本文来自: https://www.360docs.net/doc/cf18749951.html, 原文网址： https://www.360docs.net/doc/cf18749951.html,/info/analog/3366_2.html 2、输入失调电压的温漂（Input Offset Voltage Drift），又叫温度系数 TC V OS 一般为数uV/.C 输入失调电压的温度漂移（简称输入失调电压温漂）αVIO：输入失调电压的温度漂移定义为在给定的温度范围内，输入失调电压的变化与温度变化的比值。这个参数实际是输入失调电压的补充，便于计算在给定的工作范围内，放大电路由于温度变化造成的漂移大小。一般运放的输入失调电压温漂在±10~20μV/℃之间，精密运放的输入失调电压温漂小于±1μV/℃。 本文来自: https://www.360docs.net/doc/cf18749951.html, 原文网址： https://www.360docs.net/doc/cf18749951.html,/info/analog/3366_2.html 3、输入偏置电流（Input Bias Current） I BIAS 运放两输入端流进或流出直流电流的平均值。 对于双极型运放，该值离散性较大，但却几乎不受温度影响；而对于MOS型运放，该值是栅极漏电流，值很小，但受温度影响较大。 输入偏置电流IIB：输入偏置电流定义为当运放的输出直流电压为零时，其两输入端的偏置电流平均值。输入偏置电流对进行高阻信号放大、积分电路等对输入阻抗有要求的地方有较大的影响。输入偏置电流与制造工艺有一定关系，其中双极型工艺（即上述的标准硅工艺）的输入偏置电流在±10nA~1μA之间；采用场效应管做输入级的，输入偏置电流一般低于1nA。
高速运放PS13014,替代EL2480
Data Sheet 210898 issue 2 PS13014 High Speed, Current Feedback Quad Operational Amplifier Preliminary Data Sheet 210898 issue 2 Apr-11 Description The PS13014 is a high speed, quad, current feedback operational amplifier offering high performance at a low cost. The device has a very high output current drive capability of 65mA while requiring only 5.2mA of static supply current. This feature makes the PS13014 the ideal choice where a high density of high speed devices is required. The flat gain response to 120MHz, 450MHz small signal bandwidth and 1500V/μs slew rate make the device an excellent solution for video applications such as driving video signals down significant cable lengths. Other applications which may take advantage of the PS13014 superior dynamic performance features include low cost high order active filters and twisted pair driver/receivers. Equivalent parts: ZL40122 FEATURES ? 450MHz small signal bandwidth ? 1500V/μs slew rate ? 5.2mA/channel static supply current ? 65mA output current ? 120MHz gain flatness to +/- 0.1dB ? 14 pin SOIC APPLICATIONS ? Video switches / routers ? Video line drivers ? Twisted pair driver / receiver ? Active filters
超高速运放THS3001
超高速运放THS3001 随着通信和多媒体技术的迅猛发展，对高速集成电路的要求不断提高， TH3001 就是美国德州仪器公司为适就这种形势而生产的超高速运算放大器， 它采用电流模技术制造，是一种电流负反馈运算放大器，它以其独特的性能赢 得了电子工程师的极大关注。THS3001 除了具有目前最高的转换速率外，还可使用±15V电源，其输出信号幅度可达±12V，它的推出为电子工程为员提供了 极大方便。 THS3001 具有高达6500V/μs的转换速率，420MHz 的-3dB 带度和良好的带内平坦度，在110MHz 时，增益仅下降0.1dB;大信号应用时具有40ns 的建立时间；差分增益误差小于0.01%，差分相位误差小于0.02%；非线性失真小于- 96dB；电源电压可在±4.5～±15V之间选择，单电源工作时可在9～30V 之间使用；输出电压最大可达±12V。THS3001 的最大共模输入电压可接近±Vcc，最 大差模输入电压可达±6V，最大输出电源达100mA。 THS3001 以其上述优异的技术指标被广泛应用于图象处理系统、通信系统、高清晰电视电路、高速ADC 或DAC 缓冲器、高频脉冲放大和高质量的视频放 大等方面。它的超高速特性和大信号输出范围是一般高速运放不能比拟的。 THS3001 采用表面安装8 引脚封装形式，各引脚排列如图1 所示。图2 所示是THS3001 的频响曲线。HTS3001 在脉冲大信号输入时的响应曲线如图3 所示。在使用THS3001 时有以下几点需要特别指出： （1）THS3001 的最大闭环增益为5 时能表现出最好的性能。 （2）THS3001 工作在反相放大状态时的频响比同相放大状态时好。 （3）负反馈电阻RF 对频响和波形失真有较大影响，因此应使用表1 所推存的值。表1 最佳频响的RF 选择
常用运放电路图及计算公式
Op Array Amp Circuit Collection AN-31 TL H 7057
Practical Differentiator f c e 1 2q R2C1 f h e 1 2q R1C1 e 1 2q R2C2 f c m f h m f unity gain TL H 7057–9 Integrator V OUT e b 1 R1C1 t2 t1 V IN dt f c e 1 2q R1C1 R1e R2 For minimum offset error due to input bias current TL H 7057–10 Fast Integrator TL H 7057–11Current to Voltage Converter V OUT e l IN R1 For minimum error due to bias current R2e R1 TL H 7057–12 Circuit for Operating the LM101 without a Negative Supply TL H 7057–13 Circuit for Generating the Second Positive Voltage TL H 7057–14 2
Neutralizing Input Capacitance to Optimize Response Time C N s R1 R2 C S TL H 7057–15 Integrator with Bias Current Compensation Adjust for zero integrator drift Current drift typically 0 1 n A C over b 55 C to 125 C temperature range TL H 7057–16 Voltage Comparator for Driving DTL or TTL Integrated Circuits TL H 7057–17 Threshold Detector for Photodiodes TL H 7057–18 Double-Ended Limit Detector V OUT e 4 6V for V LT s V IN s V UT V OUT e 0V for V IN k V LT or V IN l V UT TL H 7057–19 Multiple Aperture Window Discriminator TL H 7057–20 3
运放关键参数及选型原则
集成运放的参数较多，其中主要参数分为直流指标和交流指标，外加所有芯片都有极限参数。本文以NE5532为例，分别对各指标作简单解释。下面内容除了图片从NE5532数据手册上截取，其它内容都整理自网络。 极限参数 主要用于确定运放电源供电的设计（提供多少V电压、最大电流不能超过多少），NE5532的极限参数如下： 直流指标 运放主要直流指标有输入失调电压、输入失调电压的温度漂移（简称输入失调电压温漂）、输入偏置电流、输入失调电流、输入偏置电流的温度漂移（简称输入失调电流温漂）、差模开环直流电压增益、共模抑制比、电源电压抑制比、输出峰-峰值电压、最大共模输入电压、最大差模输入电压。NE5532的直流指标如下： 输入失调电压Vos 输入失调电压定义为集成运放输出端电压为零时，两个输入端之间所加的补偿电压。输入失调电压实际上反映了运放内部的电路对称性，对称性越好，输入失调电压越小。输入失调电压是运放的一个十分重要的指标，特别是精密运放或是用于直流放大时。输入失调电压与制造工艺有一定关系，其中双极型工艺（即上述的标准硅工艺）的输入失调电压在±1~10mV 之间；采用场效应管做输入级的，输入失调电压会更大一些。对于精密运放，输入失调电压一般在1mV以下。输入失调电压越小，直流放大时中间零点偏移越小，越容易处理。所以对于精密运放是一个极为重要的指标。 输入失调电压的温度漂移（简称输入失调电压温漂）ΔVos/ΔT 输入失调电压的温度漂移定义为在给定的温度范围内，输入失调电压的变化与温度变化的比值。这个参数实际是输入失调电压的补充，便于计算在给定的工作范围内，放大电路由于温度变化造成的漂移大小。一般运放的输入失调电压温漂在±10~20μV/℃之间，精密运放的输入失调电压温漂小于±1μV/℃。 输入偏置电流Ios 输入偏置电流定义为当运放的输出直流电压为零时，其两输入端的偏置电流平均值。输入偏置电流对进行高阻信号放大、积分电路等对输入阻抗有要求的地方有较大的影响。 Input bias current（偏置电流）是运放输入端的固有特性，是使输出电压为零（或规定值）时，流入两输入端电流的平均值。偏置电流bias current就是第一级放大器输入晶体管的基极直流电流。这个电流保证放大器工作在线性范围, 为放大器提供直流工作点。 输入偏置电流与制造工艺有一定关系，其中双极型工艺（即上述的标准硅工艺）的输入偏置电流在±10nA~1μA之间；采用场效应管做输入级的，输入偏置电流一般低于1nA。 偏置电流值也限制了输入电阻和反馈电阻数值不可以过大, 使其在电阻上的压降与运算电压可比而影响了运算精度。或者不能提供足够的偏置电流, 使放大器不能稳定的工作在线性范围。如果设计要求一定要用大数值的反馈电阻和输入电阻, 可以考虑用 J-FET 输入的运放。同样是电压控制的还有 MOSFET 器件, 可以提供更小的输入漏电流。