一种脉冲变压器隔离的IGBT驱动电路的设计研究

深入学习高频脉冲变压器的设计

深入学习高频脉冲变压器的设计 但凡真正的KC人，都有不同程度的偏执，对一个问题不摸到根源绝不罢手—ehco 脉冲变压器属于高频变压器的范畴，与普通高频变压器工况有别。脉冲变压器要求输出波形能严格还原输入波形，前后沿陡峭，平顶斜降小。 在众多的制作实践中，随处可见脉冲变压器的身影。例如DRSSTC中的全桥驱动GDT（Gate Driving Transformers门极驱动变压器），感应加热电路中的GDT等等，相信KCer对其功能和重要性都有一定了解。但谈到如何具体设计一个符合规格的脉冲变压器，相信也还有不少人停留在简单的匝比计算或是经验设计层面，没有深入地研究。每每遇到磁芯的选择，匝数、线材的确定时，都无从下手。本文针对这些问题，在高压版black、ry7740kptv、山猫等大神的鼓舞下，将本人的学习心得形成图文与大家分享，旨在抛砖引玉。因本人水平有限，如若存在错漏，望斧正为谢。 下面从一个简易的GDT驱动电路说起 上图中，T1为脉冲变压器，当初级（左侧）为上正下负时，右侧输出上正下负信号，该信号通过D3、D4、C23、RG，给IGBT的Cge充电，当充电电压达到V GE（ON） 时IGBT的C、E开通，并且C23充电，C23的充电电压被D5钳制在8V。当T1输入为上负下正时，D3反向截止，T1的输出被阻断。在R15偏置电阻提供的偏流下，C23存储的电压构成反偏，迅速抽干Cge 存储的电荷，使IGBT快速关断。 那么，根据实测值或相关厂商数据，有以下已知数据。 1、IGBT型号：IKW50N60T 2、开关频率f s ：50KHz 3、栅极正偏电压+V GE ：+15V 4、栅极反偏电压-V GE ：-8V 5、脉冲变压器初级侧驱动电压：+24V 6、单个IGBT驱动电压占空比D：0.46 7、栅极电阻R G ：10Ω 8、IGBT管内栅极电阻R g ：0Ω 9、三极管饱和压降：Vces=0.3V 10、二极管压降：V DF =0.55V 11、GDT效率η：90% 一、计算IGBT驱动所需的峰值电流I GPK I GPK =（+V GE -（-V GE ））/R G +R g =23/5.1=2.3A 二、计算次级电流有效值I srms

MOS管驱动变压器隔离电路分析和应用

MOS管驱动变压器隔离电路分析和应用 今天在研究全桥电路，资料和书上谈到的，大多数基于理想的驱动器（立即充电完成）。这里 一篇幅把MOS管驱动的来龙去脉搞搞清楚。 预计要分几个篇幅： 1.MOS管驱动基础和时间功耗计算 2.MOS管驱动直连驱动电路分析和应用 3.MOS管驱动变压器隔离电路分析和应用 4.MOS管网上搜集到的电路学习和分析 今天主要分析MOS管驱动变压器隔离电路分析和应用和MOS管驱动基础和时间功耗计算。 参考材料： 《Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive Circuits》是一份很好的材料《MOSFET 驱动器与MOSFET 的匹配设计》也可以借鉴。 首先谈一下变压器隔离的MOS管驱动器： 如果驱动高压MOS管，我们需要采用变压器驱动的方式和集成的高边开关。 这两个解决方案都有自己的优点和缺点，适合不同的应用。 集成高边驱动器方案很方便，优点是电路板面积较小，缺点是有很大的导通和关断延迟。 变压器耦合解决方案的优点是延迟非常低，可以在很高的压差下工作。常它需要更多，缺点是需要很多的元件并且对变压器的运行有比较深入的认识。 变压器常见问题和与MOS管驱动相关的问题： 变压器有两个绕组，初级绕组和次级绕组实现了隔离，初级和次级的匝数比变化实现了电压缩放，对于我们的设计一般不太需要调整电压，隔离却是我们最注重的。 理想情况下，变压器是不储存能量的（反激“变压器”其实是耦合电感）。不过实际上变压器还是储存了少量能量在线圈和磁芯的气隙形成的磁场区域，这种能量表现为漏感和磁化电感。对于功率变压器来说，减少漏感可以减少能量损耗，以提高效率。MOS管驱动器变压器的平均功率很小，但是在开通和关闭的时候传递了很高的电流，为了减少延迟保持漏感较低仍然是必须的。 法拉第定律规定，变压器绕组的平均功率必须为零。即使是很小的直流分量可能会剩磁，最终导致磁芯饱和。这条规则对于单端信号控制的变压器耦合电路的设计有着重大影响。 磁芯饱和限制了我们绕组的伏秒数。我们设计变压器必须考虑最坏情况和瞬时的最大的伏秒数。（在运行状态下，最坏情况和瞬时的，最大占空比和最大电压输入同时发生的情况），唯一我们确定的是变压器有一个稳定的电源电压。 对于单端应用的功率变压器来说，很大一部分开关周期需要保留来保证磁芯的正确复位（正激变换器）。复位时间大小限制电路运行的占空比。不过由于采用交流耦合实现了双向磁化，即使对于单端

收集的驱动变压器资料

（1）、驱动变压器的原边感量应该取大些，但是不能过大，过大会的导致Q值过高，从而在动态的时候会有问题。当电感量加大的时候，驱动波形中开起和关断的时候，震荡慢慢减小，最后消失 （2）、可能，高磁导率的磁芯绕制的变压器，可以获得更高的原边电感，减小激磁电流，因此可以减小所需的驱动电流。 用高磁导率的磁芯，匝比不变，电感一定，圈数可以少一点，寄生参数影响小，波形失真小 （3）、电感量越大阻抗越大，则耦合次级的波形越正常： （4）、问：电感量越高越好吗？？ 答：也不是肯定有个极限 一般来说前面有个隔直电容，那么就形成一个串联谐振电路，对于这个谐振电路1）如果L取得太大，就会造成谐振周期很大，可能起机稳定之前震荡中直流偏置复位不及时磁芯饱和，所以一般应该保持在10mH以下 2）另外与开关频率有关，一定要保证LC的谐振频率离驱动频率越远越好，否则在会造成电感上的电压=Q*Vdriver,驱动电压可能会飙升到几十伏去，而电感量越大其谐振频率越小越不容易进入开关频率周围，另外L越大Q越大其选频性能越好越不容易受到影响。 所以一般来说对于一个驱动电路基本上参数都是确定的，没有什么好改变的，隔直电容100nF左右，电感量1-10mH左右，磁芯大小只跟开关频率有关，频率大些就能选小点的磁芯 （5）、那么这里面有几个参数：Tr 上升时间，时间越短，也就是我们平常说的越陡，怎么才能做到这点，方波是由正弦波叠加二成，越到脉冲的边沿频率越高，而我们的变压器的分布电容和漏感组成低通滤波器，如国变压器绕制工艺不好，分布参数大，那么更多高频成分被滤除掉，那么就出现“丢波”那么上升沿就是斜线二不是直线了！ （6）、那么怎么改变分布参数呢？首先我们知道绕组越接近磁心表面漏感越小，绕组匝数越少，越容易作到这点；另外磁心的电感系数越高、磁导率越高，导磁能力越好，漏感越小。那么达到要求的电感量或者是初级阻抗的匝数越少。所以我们大多驱动变压器、网络变压器都用高导材料来做。另外在一个变压器中分布电容和漏感是两个矛盾的参数，但是通过绕制方法可以折中处理。 （7）、

开关电源隔离驱动变压器设计方案

开关电源隔离驱动变压器设计 因为电子设备的电路变得更为复杂，故要求成熟的电气工程设 计参数具有更加临界的数值。在设计电路的每一个阶段，精确的工程计算是基本的要求。同时，在其零部件设计时，这一点也是同样重要的。所以，必须精心地设计开关电源（SMPS中门脉冲驱动变压器的每一个零部件。 门脉冲驱动变压器在开关电源中被要求用来控制电路之间的 同步动作。这些器件用来为开头电源半导件元器件如高压功率MOSFET或IGBTs提供电脉冲。这种变压器也用作电压隔离和阻抗匹配。门脉冲驱动变压器是用来驱动电子开关器件门电路的基本脉冲变压器。设计这类变压器时，是假定其脉冲的上升、下降和上冲时间都是最佳的值。使用中要辨别它们是门脉冲驱动变压器还是其它变压 在基础门脉冲驱动变压器设计中，存在一系列设计变数，其中 的每个变数由其专项应用决定。它们的一些通用简图及其相应的转换关系见图1所示

1^:2 1 :1 1 : 2 3 1-------- ---------- 3 11-14OT ??? ? 2OT - 2OT2OL 40120T . wuw* a I'ttngon. com -4 2— 4 6 ■4OT (a) (b) (c} Ifll 代&门！ft 11咏冲驳戍变!L器的嗎电Jfi细态 典型的门脉冲驱动变压器是用铁氧体磁心设计制造的，这样可以降低成本。常用磁心的外形大多数是EE EER ETD型。它们都是 由“E”型磁心和相应的骨架组成。这些骨架可以采用表面安装法或通 孔安装法装配。在有些情况下，也采用环形磁心设计制作门脉冲驱动变压器。典型的脉冲变压器设计所要求的参数列于表1。

MOSFET驱动变压器设计详解

MOSFET驱动变压器设计详解 今天在研究全桥电路，资料和书上谈到的，大多数基于理想的驱动器（立即充电完成）。这里 一篇幅把MOS管驱动的来龙去脉搞搞清楚。 预计要分几个篇幅： 1.MOS管驱动基础和时间功耗计算 2.MOS管驱动直连驱动电路分析和应用 3.MOS管驱动变压器隔离电路分析和应用 4.MOS管网上搜集到的电路学习和分析 今天主要分析MOS管驱动变压器隔离电路分析和应用和MOS管驱动基础和时间功耗计算。 参考材料： 《Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive Circuits》是一份很好的材料《MOSFET 驱动器与MOSFET 的匹配设计》也可以借鉴。 首先谈一下变压器隔离的MOS管驱动器： 如果驱动高压MOS管，我们需要采用变压器驱动的方式和集成的高边开关。 这两个解决方案都有自己的优点和缺点，适合不同的应用。 集成高边驱动器方案很方便，优点是电路板面积较小，缺点是有很大的导通和关断延迟。 变压器耦合解决方案的优点是延迟非常低，可以在很高的压差下工作。常它需要更多，缺点是需要很多的元件并且对变压器的运行有比较深入的认识。 变压器常见问题和与MOS管驱动相关的问题： 变压器有两个绕组，初级绕组和次级绕组实现了隔离，初级和次级的匝数比变化实现了电压缩放，对于我们的设计一般不太需要调整电压，隔离却是我们最注重的。 理想情况下，变压器是不储存能量的（反激“变压器”其实是耦合电感）。不过实际上变压器还是储存了少量能量在线圈和磁芯的气隙形成的磁场区域，这种能量表现为漏感和磁化电感。对于功率变压器来说，减少漏感可以减少能量损耗，以提高效率。MOS管驱动器变压器的平均功率很小，但是在开通和关闭的时候传递了很高的电流，为了减少延迟保持漏感较低仍然是必须的。 法拉第定律规定，变压器绕组的平均功率必须为零。即使是很小的直流分量可能会剩磁，最终导致磁芯饱和。这条规则对于单端信号控制的变压器耦合电路的设计有着重大影响。 磁芯饱和限制了我们绕组的伏秒数。我们设计变压器必须考虑最坏情况和瞬时的最大的伏秒数。（在运行状态下，最坏情况和瞬时的，最大占空比和最大电压输入同时发生的情况），唯一我们确定的是变压器有一个稳定的电源电压。 对于单端应用的功率变压器来说，很大一部分开关周期需要保留来保证磁芯的正确复位（正激变换器）。复位时间大小限制电路运行的占空比。不过由于采用交流耦合实现了双向磁化，即使对于单端MOS管驱动变压器也不是问题。

1、 单端正激式 单端——通过一只开关器件单向驱动脉冲变压器; 正激 ...

1、单端正激式 单端——通过一只开关器件单向驱动脉冲变压器； 正激——脉冲变压器的原/付边相位关系，确保在开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边同时对负载供电。 该电路的最大问题是： 开关管T交替工作于通/断两种状态，当开关管关断时，脉冲变压器处于“空载”状态，其中储存的磁能将被积累到下一个周期，直至电感器饱和，使开关器件烧毁。图中的D3与N3构成的磁通复位电路，提供了泄放多余磁能的渠道。 2、单端反激式 反激式电路与正激式电路相反，脉冲变压器的原/付边相位关系，确保当开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边不对负载供电，即原/付边交错通断。脉冲变压器 磁能被积累的问题容易解决，但是，由于变压器存在漏感，将在原边形成电压尖峰， 可能击穿开关器件，需要设置电压钳位电路予以保护D3、N3构成的回路。 从电路原理图上看，反激式与正激式很相象，表面上只是变压器同名端的区别，但电路的工作方式不同，D3、N3的作用也不同。

3、推挽（变压器中心抽头）式 这种电路结构的特点是：对称性结构，脉冲变压器原边是两个对称线圈，两只开关管接成对称关系，轮流通断，工作过程类似于线性放大电路中的乙类推挽功率放大器。 主要优点：高频变压器磁芯利用率高（与单端电路相比）、电源电压利用率高（与后面要叙述的半桥电路相比）、输出功率大、两管基极均为低电平，驱动电路简单。 主要缺点：变压器绕组利用率低、对开关管的耐压要求比较高（至少是电源电压的两倍）。 5、半桥式 电路的结构类似于全桥式，只是把其中的两只开关管（T3、T4）换成了两只等值大电容C1、C2。 主要优点：具有一定的抗不平衡能力，对电路对称性要求不很严格；适应的功率范围较大，从几十瓦到千瓦都可以；开关管耐压要求较低；电路成本比全桥电路低等。这种电路常常被用于各种非稳压输出的DC变换器，如电子荧光灯驱动电路中。

LED驱动变压器的制作

中心议题： * 反激式开关电源变压器的设计步骤 解决方案： * 选定原边感应电压V * 确实原边电流波形的参数 * 选定变压器磁芯 * 计算变压器的原边匝数 * 确定次级绕组的参数，圈数和线径 反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。 算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。 第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压，是这样的，这要从下面看起，慢慢的来， 这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L，这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=VOR*toff/L，这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L，，上升了的，等于下降了的，懂吗，好懂吧，上式中可以用Ｄ来代替ＴＯＮ，用１－Ｄ来代替ＴOOF，移项可得，D=VOR/（VOR+VS）。此即是最大占空比了。比如说我设计的这个，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（*80+90）=0.47

20170502-开关电源中的变压器隔离驱动电路(二)

开关电源中的变压器隔离驱动电路（二） 普高（杭州）科技开发有限公司 张兴柱 博士 图1(a)是另一种隔离驱动电路，其原边类似于不对称半桥中的接法，副边的电容和二极管 (a) (b) 图1： 隔离驱动电路#2 来实现隔离后信号的恢复，当原边和副边匝数相同时，该隔离驱动电路在二极管D1上的波形将与隔离前的驱动信号具有完全相同的形状，而且其幅度为Vcc_s 。2R 、3R 、1ZD 的作用与隔离驱动电路#1中对应的元件类似。这个隔离驱动电路的占空比没有限制，其变压器对称地工作于B-H 的I 、III 象限，变压器的激磁电流平均值为零。如前面所说的，该隔离驱动变压器的设计可先按原则选好铁芯的材料和铁芯的形状及尺寸，然后按下面的公式计算匝数： 8_102)1(××?= s c m s cc p f A B V D D N （匝） 其中：sat m B B <，为工作磁密幅度，单位（Gass ）；c A 为所选铁芯的截面积，单位2)(cm ，D 为驱动信号的占空比，s f 驱动信号的频率，单位为（Hz ） ，s cc V _为隔离驱动电路原边供

电电源，单位（V ），显然在5.0=D 时，上式最大，所以有： 8_10125.0××= s c m s cc p f A B V N （匝） 对计算的匝数取整数，并取p s N N =，然后在所选择的铁芯上按安规要求绕制这两个绕组，看看是否可以绕下，如果能够绕下，且实验波形没有失真，则该隔离变压器的设计就是成功的，否则就要选择一个大一些的铁芯来重新进行计算。从变压器匝数计算公式可知，同样频率、同样截面积的铁芯，在隔离驱动电路#2中的变压器匝数会远少于隔离驱动电路#1中（昨天介绍的）的变压器匝数，所以当处理的功率相同时，隔离驱动电路#2中的变压器会比隔离驱动电路#1中的变压器小。 图1(a)的隔离驱动电路，在产品的大动态过程或电源保护后再恢复工作的过程中，常会因为二极管1D 的没有及时导通，而导致其控制的MOSFET 不能被可靠关断，从而损坏主电路。图1(b)是用一个PNP 三极管3Q 、一个电阻4R 和一个电容3C 组成的电路来代替二极管1D ，以保证只要变压器的副边一有负电压，三极管3Q 就会立即导通，从而确保其控制的MOSFET 无论在什么样的大动态下，都能可靠关断。

技术：单正激驱动变压器的磁通复位问题分析

技术：单正激驱动变压器的磁通复位问题分析 引言 ?晶闸管触发驱动电路的作用是产生符合要求的门极触发脉冲，保证晶闸管 在需要的时刻由阻断转为导通。广义上讲，晶闸管触发电路通常包括驱动电 路以及对其触发时刻进行控制的相位控制电路。本文集中研究触发脉冲的放 大和输出驱动环节，有关相位控制电路在有关教科书中已有讨论。现今晶闸 管主要应用于交流—直流相控整流和交流—交流相控调压等，适用于这些应 用的各种驱动触发器都已集成化、系列化。例如目前国内生产的KJ系列和 KC系列的晶闸管驱动(触发)器，都可供研制选用。 ?为保证晶闸管可靠触发导通，门极的脉冲电流必须有足够大的幅值和持续 时间，以及尽可能短的电流上升时间。控制电路和主电路之间的隔离，通常 既可以通过光耦亦可以采用脉冲变压器来实现，这两种方式各有优缺点：光 电耦合隔离时两侧的电磁干扰小，但光耦器件需要承受主电路高压，有时还 需要在SCR侧有一个电源和一个脉冲放大器；采用脉冲变压器隔离的触发脉冲放大和驱动环节，优点是毋需另加驱动电源，多年来一直获得广泛应用。 然而，其脉冲变压器需要采取措施防止磁芯饱和。其电路拓扑结构虽然简单，但是所涉及的电磁作用原理及磁通复位和参数设计问题，还是比较复杂的， 本文就此类问题以及相关物理过程进行研究分析。 ?触发驱动电路结构和原理 ?图1给出了基于脉冲变压器和三极管放大器的一种常见的晶闸管触发驱动 电路，该驱动电路由V1、V2构成的脉冲放大环节和脉冲变压器TM及附属 电路构成的脉冲输出环节两部分组成。当开关管V1、V2导通时，电源电压 E2几乎全部施加在脉冲变压器的原边绕组上(R2为限流电阻，一般取值很小)，

25WLED隔离驱动变压器设计

25WLED隔离驱动变压器设计 关键词：LED驱动，隔离，简单低成本，EMI 设计LED驱动，主要的是变压器参数的设计。不管是隔离还是非隔离，只是隔离是一个有两个绕组的变压器，非隔离是个一个绕组的电感。 上一遍文章中（基于SIC95123WLED的驱动制作）着重介绍了非隔离电感制作的参数设计，本文通过介绍基于SIC9655-制作的25WLED隔离驱动，着重介绍隔离变压器参数的设计。 下面先简单地介绍一下SIC655芯片。 SIC9655是PIP-8封装的LED驱动芯片。工作在DCM模式，适合全电压范围工作，良好的线性调整率、负载调整率以及优异的恒流特性。采用原边反馈技术，无需光耦及TL431反馈，无需辅助绕组供电和检测，系统实现成本低，线路简单。具有输出开短路保护、过压保护、过温自适应调节等。 下面以SIC655设计输入功率为25W的驱动过程着重介绍如何确认变压器参数。 输入要求: Vin：100-264； Vout：36V; Iled:600mA。 PF≥0.50， EMI:pass. 通过公司提供的应用原理图以及以上输入参数的要求，为能通过EMC测试，应在电源加进电感及X电容，压敏电阻，用于保护MOS管的RCD及RC电路等。画出原理图。上图。然后通过以下步骤设计出驱动（重点是确认变压器参数）。 设计步骤： 1：确定采样电阻Risen; 2：确认变压器参数; 3：开路电阻设置Radj。 4:确定输入输出端电容，输出二极管等主要原器件。 5:续流二极管的RCD及RC电路。 6：设计PCB板。 7:电路调试。 8：打印清单; 开始： 1：确定采样电阻Risen： SIC9655工作在DCM模式中，其内部具有一个400mV的基准电压，这个基准电压与我们设

20170502-开关电源中的变压器隔离驱动电路(一)

开关电源中的变压器隔离驱动电路（一） 普高（杭州）科技开发有限公司 张兴柱 博士 图1是非常常用的隔离驱动电路，其原边类似于正激变换器中的接法，第三绕组c N 和 (gs V 图1： 隔离驱动电路#1 二极管c D 串联用来对原边激磁电感的去磁，一般情况下，可选择p c N N =，且将c N 和p N 双股并绕。副边绕组s N 与二极管2D 、三极管2Q 及3R 、4R 来恢复原边驱动信号的波形，并实现隔离，其中调节4R 的大小，可以调节隔离驱动信号的驱动能力，2Q 与3R 的作用是保证MOSFET S1在断开瞬间，其门源电荷上电压的快速放电，以便提高 S1的关断速度。5R 与1ZD 则是用来保护S1免受损坏的两个元件，加5R 后，可避免在控制电路还没有工作，功率级已经加电时因S1的DG 电容和GS 电容所引起的 S1之误导通及相应的损坏，其阻值可选为5K~50K ；加ZD2是用来保证各种动态下S1的GS 电压不会超过其规定的最大值，以避免S1的门源损坏，其稳压值可取18V 左右。原边的Q1既可用MOSFET ，也可用三极管，电阻1R 和2R 的选择比较容易，在Q1用MOSFET 时，1R 可取几十到数百殴姆，2R 可取几千殴姆。 上述隔离驱动电路在p c N N =时，能隔离的驱动信号，其最大占空比要小于0.5，否则其变压器会因为伏秒不平衡而饱和。所以这种隔离驱动电路多用在二极管去磁双正激变换器和对称驱动半桥变换器中。如前面所说的，隔离驱动变压器的设计可先按原则选好铁芯的材料和铁芯的形状及尺寸，然后按下面的公式计算匝数： 8_max 10×?×= s c s cc p f BA V D N （匝） 其中：r B B B ?=?max ，sat B B

LED驱动变压器设计计算公式

LF-GOE100YA0920A电源设计计算书 电源的主要特性及功能描述; 输入电压范围AC90V~AC305V，额定输入电压范围AC100V~AC277V. 输入电源工作频率47Hz~63Hz，额定输入频率50Hz~60Hz. 输出功率 112W，额定输出DC90V~DC120V @ 0.92A 开路输出电压：小于135V，短路输入功率：小于15W. 效率：90V ac input 大于87%，220V ac input 大于89%，277V ac input 大于90%. 输出纹波：在输入电压范围内，纹波电压小于1.2V， 其它功能附详细的规格书. 电源的相关参数设计计算如下： 1.对于电源工作保险丝的选定 Po(max)= 126V *0.92A*1.05=121.716W（输出电压电流按照规格书的额定输出的上限计算）. Pin(max)= Po(max)/Eff =121.716W / 0.80=152.145W（按照电源起动到PFC电压还没升起来的这段时间的效率并适当取低一点点进行计算，否则，频繁的开关机有可能会冲坏保险丝）. Iin rms(max)= Pin(max)/ Vin(min)= 152.145W/75V=2.029A （最小输入电压根据电源的最低起动电压计算，这款电源设定最低起机电压为75V，允许电源在最低起机电压下带额定负载起机） 考虑到电路中PFC校正值并不是完整的1，需要除以0.99的功率因素，以及查相关的保险丝的图表所得，在最高工作环境温度65度时，需扣除0.8的过热等因素引起的加速熔断的折扣率，再除以安规要求的0.75的折扣率，即保险丝因选择： 2.029A /0.99/0.8/0.75= 3.416A. 由于PFC+PWM两极架构的电源开机讯间的输入浪涌电流非常大，加热敏电阻后也能达到近80A，由此保险丝需选择大于3.416A的高分断能力的慢断型。 再考虑到这款LED电源是使用在室外的路灯上，需要承受较多且较大的雷击，按照规格要求是线对线打4KV，需选择耐4KV以上雷击的保险丝。 综合以上对此款产品的保险丝最小应选择AC300V 5A慢断型保险丝。 2. 桥堆的选定： 依据前面的计算知道，电源的最大输入功率为152.145W，最大输入RMS电流是2.029A，（最低输入电压频繁开关机，输出带满负载工作，此时PFC电路还没开始工作） 桥堆输出最低直流电压：DC(min)=AC75V * 1.35=DC101.25V.（输入电压降额到AC75V，全波整流后的输出最大电压为输入的有效电压乘以根号2，但是随着输出带负载越大这个系数将会越低，这里取 1.35，这个值不可以按照PFC上的输出电压进行计算，因为起机的时候PFC还没有开始工作，如果按 照工作以后PFC上的电压进行计算，那当电源频繁的开关机动作的时候，桥堆将会被电流冲坏）。 输入功率除以桥堆后的输出DC电压就得到了桥堆的输出平均电流： 152.145W/101.25V=1.5027A.. 一般二极管类的元器件，考虑工作峰值电流的冲击，热损耗及高环境温度下工作等因素，这里按照输出平均电流的三倍进行取值。 得：1.5027A*3=4.508A，由于5A的桥堆不常见，这里直接取6A的桥堆。 6A GBU桥堆的current duration curve.

UC2845的应用和PWM变压器设计

VCC 7GND 5REF_5V 8VFB 2Comp 1Isense 3Output 6Rt/Ct 4UC2845D UC2845芯片资料介绍及维修方法和设计汇总 第一节:UC2845D 芯片介绍 ①管脚介绍 Unitrode 公司的UC2845D(D 是贴片)是一种高性能固定频率电流型控制器,包含误差放大器、PWM 比较器、PWM 锁存器、振荡器、部基 准电源和欠压锁定等单元,其结构图 1脚: 是误差放大器的输出端 增益和频率特性。 2脚: 是反馈电压输入端,此脚电压与误差放大器同相端的2.5V 基准 电压进行比较,产生误差(控制)电压,误差(控制)电压变大,第6 脚输出脉冲变窄,占空比降低,抑制输出电压的增加,从而使输 出电压稳定,而控制脉冲宽度,脉宽越宽,电源输出电压越高, Vref 比较器高低门限为:3.6V/3.4V 。 3脚: 电流检测输入端。在外围电路中,在功率开关管(如Mos 管)的源 极串接一个小阻值的取样电阻,将脉冲变压器的电流转换成电 压,此电压送入3脚,控制脉宽。此外,当电源电压异常时,功率开 关管的电流增大,当取样电阻上的电压超过1V 时,缩小脉冲宽度 使电源处于间歇工作状态,UC2845就停止输出,有效地保护了功 率开关管。 4脚: 定时端,部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定， 当上电后，5VDC 通过Rt 电阻给 Ct 充电,使④脚电压近 似线性上升,当电压上升到2.8V 时,在振荡器部,将定时电容 器CT 上的电压突然放掉,当电压下降到1.4V 时,电压又开始上 UC2845的管脚图

升,这样就形成一个锯齿波电压。 5脚: 为公共地端。 6脚: 为推挽输出端,输出的频率是振荡频率的1/2,部为图腾柱式, 上升、下降时间仅为50ns,驱动能力为±1A。 7脚: Vcc是电源。VCC比较器上下门限分别为:8.4V/7.6V,UC2845最小工作电压为8.2V,此时耗电在1mA以下。输入电压可以通过一 个大阻值电阻从高压降压获得。芯片工作后,输入电压可在 7.6V～36V之间波动,(部有一个36V的齐纳二极管作为稳压管, 从VCC连接至地,它的作用是保护集成电路免受系统启动或运 行期间所产生的过高电压的破坏),低于7.6V就停止工作。工作 时耗电约为15mA,此电流可通过反馈电阻提供。当Vcc欠压, UC2845D8参考电压输出端8脚将无+5V输出,从而导致RC振荡停 止工作。 8脚: 为5V基准电压输出端,有50mA的负载能力。 ②主要特性 用于20-50W的小功率开关电源,管脚少,电路简单。 1. 单输出级,可以驱动MOS、晶体管。 2. 自动前馈补偿。 3. 锁存脉宽调制,用于逐周期限流。 4. 具有精密的电压基准源(±l％),电压调整率可达0.01%。 5. 基准电压为4.9～5.1V,电流模式工作频率可达500kHz。 6. 低启动电压和工作电流,启动电流<1mA,工作电流15mA。 7. 电流图腾柱输出,1A。 8.有欠电压锁定保护和过电流保护功能。 ③芯片原理部框图如图4-5。

功率MOSFET管驱动变压器设计

功率MOSFET管驱动变压器设计 [导读]摘要：对具有驱动变压器的功率MOSFET管驱动电路的动态过程进行了分析，推导了驱动变压器设计参数的计算方法，定量分析了变压器漏感和电路杂散电感对开通过程的影响，并通过仿真和试验证了这套计 算方法的正确性。 1 引言 作为开关电源的开关器件，功率MOSFET管具有开关速度快、工作频率高的特点，适用于高频开关电路。此外，在并联使用时，于MOSFET管具有正温度系数，可以自动均流，无需均流电路，方便扩流，这也是目前其他功率开关器件不可替代的优点[1]。 为了加速开通，减少损耗，对MOSFET管的驱动电路的基本要求是内阻要小，驱动电压尽量高；为了加速关断，应给输入电容提供低阻放电通道；为了抑制高频振荡，栅极引线尽量短，减少线路分布参数；为了防止静电感应导致栅极电压上升引起误导通，栅极不允许开路，大功率MOSFET管截止时，栅极最好施加负电压[2]。 MOSFET管的驱动电路有多种形式，可以用TTL电平直接驱动，但更多采用隔离驱动，在驱动信号输出端与MOSFET 管栅极之间用光耦或磁耦实现与主电路电隔离。

驱动变压器是常用的磁耦元件，起到传输驱动信号和功率的作用。设计合理的驱动变压器，不仅可以提高MOSFET 管开关性能，而且体积小、重量轻，成本低。 2 MOSFET管内部电容与变压器驱动栅极电路内部电容 MOSFET管内部电容，也称极间电容，是栅极、源极、漏极之间的寄生电容。开关电源最常用N沟道增强型MOSFET 管[3]，内部电容分别为：栅-源极间电容Cgs，栅-漏极间电容Cgd，漏-源极间电容Cds，如图1[1,3]。 与漏-源短路条件下小信号输入电容Ciss的关系： C i s s =C gs +C gd (1) 与栅-源短路条件下小信号输出电容Coss的关系： C o s s =C

功率MOSFET管驱动变压器设计

功率MOSFET 管驱动变压器设计 [导读]摘要：对具有驱动变压器的功率MOSFET 管驱动电路的动态过程进行了分析，推导了驱动变压器设计参数（绕组电流有效值，变压器功率）的计算方法，定量分析了变压器漏感和电路杂散电感对开通过程的影响，并通过仿真和试验证了这套计 算方法的正确性。 1 引言 作为开关电源的开关器件，功率MOSFET 管具有开关速度快、工作频率高的特点，适用于高频开关电路。此外，在并联使用时，由于MOSFET 管具有正温度系数，可以自动均流，无需均流电路，方便扩流，这也是目前其他功率开关器件不可替代的优点[1]。 为了加速开通，减少损耗，对MOSFET 管的驱动电路的基本要求是内阻要小，驱动电压尽量高（但不能超过栅-源击穿电压）；为了加速关断，应给输入电容提供低阻放电通道；为了抑制高频振荡，栅极引线尽量短，减少线路分布参数；为了防止静电感应导致栅极电压上升引起误导通，栅极不允许开路，大功率MOSFET 管截止时，栅极最好施加负电压[2]。 MOSFET 管的驱动电路有多种形式，可以用TTL 电平直接驱动，但更多采用隔离驱动，在驱动信号输出端与MOSFET 管栅极之间用光耦或磁耦实现与主电路电隔离。 驱动变压器是常用的磁耦元件，起到传输驱动信号和功率的作用。设计合理的驱动变压器，不仅可以提高MOSFET 管开关性能，而且体积小、重量轻，成本低。 2 MOSFET 管内部电容与变压器驱动栅极电路 2.1 内部电容 MOSFET 管内部电容，也称极间电容，是栅极、源极、漏极之间的寄生电容。开关电源最常用N 沟道增强型MOSFET 管[3]，内部电容分别为：栅-源极间电容C gs ，栅-漏极间电容C gd ，漏-源极间电容C ds ，如图1[1,3]。

驱动电源变压器

高频逆变器的变压器线圈绕制方法 简单高频逆变器的绕制方法：首先用纸盒或塑料片根据铁芯面积做一个线圈架.然后在线圈架上绕线圈.先绕初级,初级绕好后,用电容器纸或牛皮纸绕三层,做为初次级的绝缘,再绕次级,次级两个54圈（这个变压器输入是220伏，输出是双27V）按照这样可以得出每圈是0.5V，也就是初级是440圈绕成的.次级绕好后再绕二层电容器纸或牛皮纸与铁芯绝缘.然后插铁芯,可以三片铁芯一起交叉插.铁芯插好后通电试验,如果电压符合要求,浇绝缘漆烘干.线圈的层与层之间可用电容器纸或牛皮纸绝缘.初级用薄纸.也可不用.本人用此方做过好多变压器.运行效果良好. 高频逆变器变压器的制作:可根据自己的需要选用一个机床用的控制变压器.我用的是100W 的控制变压器.将变压器铁芯拆开,再将次级线圈拆下来.并记录下每伏圈数.然后重新绕次级线圈.用1.35mm的漆包线,先绕一个22V的线圈,在中间抽头,这就是主线圈.再用0.47的漆包线线绕两个4V的线圈为反馈线圈,线圈的层间用较厚的牛皮纸绝缘.线圈绕好后插上铁芯.将两个4V次级分别和主线圈连在一起,注意头尾的别接反了.可通电测电压.如果4V线圈和主线圈连接后电压增加说明连接正确,反之就是错的.可换一下接头.这样变压器就做好了. 高频逆变器电阻的选择:两个与4V线圈串联的电阻可用电阻丝制作.可根据输出功率大小选择电阻的大小,一般的几个欧姆.输出功率大时,电阻越小,偏流电阻用1W的300欧姆的电阻.不接这个电阻也能工作.但由于管子的参数不一致有时不起振,最好接一个. 三极管的选择:每边用三只3DD15并联.共用六只管子.电路连接好后检查无错误,就可以通电调整了. 接上蓄电池,找一个100W的白炽灯做负载.打开开关,灯泡应该能正常发光.如果不能正常发光,可减小基极的电阻.直到能正常发光为止.再接上彩电看能否正常启动.不能正常启动也是减小基极的电阻.调整完毕后就可以正常使用了. 我的高频逆变器和充电器做在了一个机壳内,输出并联在了家里的交流电源上.并安装上了继电器,停电时可自动切换为逆变器供电,并切断外电路,来电时自动接上交流电切断逆变器供电并转入充电状态.如果没有停电来电状态指示灯的话，停电来电时无感觉. 初学者绕制高频变压器的方法|电源网 这是一个从旧显示器上拆的标准EC40磁芯,比电动车冲电器上的EC40截面要大的多,做鱼机可绕制300-400瓦,用次、初、次就可.第一层:用0.58线排绕45匝后包好油纸不要剪断线,然后用0.8线6x6双线并绕4匝,(我是把6根一组拧成平均的小麻花的,这样方便,放心不会造成参数不齐的)绕紧后用油纸拉紧防松散包坚实然后再用不剪断的次级0.58线绕完次级所需的电压

门极驱动变压器设计计算

一、 驱动电流的计算 计算门极所需电流——I g I g = CV/t C —— 开关管输入电容Ciss(F) V —— 驱动电压（V） t —— 导通时间（S） 例：驱动一个结电容为15nF的IGBT ， 驱动电压为正负15V， 频率为100KHz, 占空比 为 0.5， 所需电流为多少？ Ig = ( 0.000000015* 30) / (1/100000*0.5) = 0.09A =90mA

二、 确定磁芯材料以及工作磁通密度 磁通密度也叫磁感应强度， 用符号B来表示。单位 T。 首先， 先查数据表得出饱和磁通密度——B s , 以及剩余磁感应强度——B r 代入公式算出最大工作磁通密度——B max B max= （1/3~1/2) B s 根据驱动拓扑的不同， 工作磁通密度有以下两条公式 双象限工作 —— B w = 2B max 单象限工作 —— B w = B max — B r 例：一个T50-2磁芯， 双象限工作， 工作磁通取值为多少？ 通过查datasheet得知， 饱和磁通密度B s=0.5T B max = 1/3 B s ≈ 0.17T B w = 2B max = 0.34T

三、 磁芯尺寸的选择 A p = A w A e = 2T on P o / B w K c K u j A p —— 磁芯尺寸（cm^4) A w —— 磁芯窗口面积（cm^2) A e —— 磁芯截面积（cm^2) T on —— 导通时间（S) P o —— 输出功率 （W） K c —— 填充系数 K u—— 窗口利用系数 K c K u一般取0.3 j —— 导线电流密度（A/cm^2) j 取值过小，导线没能充分利用。取值过大，温升严重，铜损大。 j 一般取300~500A/cm^2。

三极管的关断特性与驱动变压器的设计

KSE13006/13007

KSE13006/13007

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