通信电源DC-DC变换器的移相全桥电路分析

通信电源DC/DC变换器的移相全桥电路分析

本文针对通信电源中DC/DC变换器的移相全桥主电路进行了分析及研究，并提出了采用改进型倍流整流移相全桥电路，来克服传统ZVS PWM全桥变换器存在的一些问题。

1 集中供电方式通信电源系统

为了保证稳定、可靠、安全供电，通信电源系统可采用集中供电、分散供电、混合供电或一体化供电方式。其中集中供电方式通信电源系统的组成框图如图1 所示。

图1 集中供电通信电源系统示意图

目前，国内外通信电源仍然大都采用模拟和数字相结合的控制方式，大量应用数字化技术的还主要是保护和监控电路以及与系统的通信，完成电源的起动、输入与输出的过、欠压保护，输出的过流与短路保护及过热保护等，通过特定的界面电路，也能完成与系统间的通信与显示，但PWM 部分仍然采用专门的模拟芯片。如中兴和华为目前还是采用传统的模拟技术，艾默生已有部分产品采用了全数字的控制，但其EMC、环路稳定性等问题还有待于改善。

本文针对通信电源的特点及现状，采用倍流整流的移相全桥变换器作为主电路，进行了关键参数的计算，并设计出样机进行分析仿真结果。

2 改进型倍流整流移相全桥变换器关键参数设计

倍流整流主电路结构如所图2 示。该电路由全桥逆变和倍流整流电路组成，根据负载大小的不同，该电路可工作在断续和连续模式，在断续状态下，副边二极管自然换流，没有反向恢复引起的电压尖峰，也没有占空比丢失的情况发生，但占空比较小，效率较低。

图2 倍流整流主电路

在连续模式下(如图3 所示)，要从实现副边整流二极管的自然换流以及实现滞后管ZVS 两个方面着手。而实现这两点的关键在于阻断电容和输出滤波电感的优化设计。

图3 电路连续模式波形图

下面对这两个元件的选择作出分析。

2.1 阻断电容设计

阻断电容上的电压使得原边电流在零电平时快速下降，所以副边整流二极管在副边电压为零阶段能换流结束，从而避免了二极管的反向恢复问题，并且二极管换流结束后，由于二极管的自然阻断能力，电感上的电流反向后可以流经副边，从而折射回原边给滞后管提供能量实现ZVS。从这个意义上来说，阻断电容越小越好。但是，在中的t6时刻，变压器原边绕组上的电压最大，即

Vpmax=-(Vin-Vcbp)，Vcbp是阻断电容上的最大电压，副边整流二极管上的电压应力为：

所以阻断电容越小，其上的电压也会越高，从而增大了副边整流二极管的电压应力。

从这个意义上来说，阻断电容不宜过小。所以，阻断电容的选取，是在可以保证二极管自然换流的前提下，越大越好。

从图3 中可以看到，二极管t3在时刻换流结束。最坏的情况是，在电压开始建立的时候，二极管刚好换流结束，也即t3=t4时。此时，ip减小到最小值：

而在t2时刻：

在t2～t3时间段内，原边电容和漏感谐振，阻断电容的电压、原边电流为：

所以二极管能够自然换流的条件是：

上式推出了二极管在t4时刻完成换流的条件，它与阻断电容上的电压Vcb有关。

在t0～t2时间段内：

其中，k 为原副边匝比。I10、I20分别为iLf1、iLf2在t0时刻的值。由式(2)，有I10=ILfmax，可以得出ip在[t0～t2]时间段内的表达式：

可以得出，在t2时刻，电容上的电压：

而从式(1)可得：

从上面分析可以推导出：

实际设计中，可以通过该式确定阻断电容Cb的值。

2.2 滤波电感设计

滤波电感有两个作用。一是滤波作用，减小输出纹波，从这个意义上说，电感值越大越好。二是为原边开关管的ZVS 提供能量，电感电流必须可以减小到零且有一定的负值，从这方面来说，电感必须小于一定值。所以设计电感的原则是，在满载能够实现滞后管软开关的前提下，电感取最大值。

3 基于Buck 变换器的小信号模型设计

Buck 变换器只有两种工作模态，即开关管导通和开关管截止状态。

首先为理想的Buck 变换器在一个开关周期内的两种不同工作状态建立状态方

程和输出方程。这里取电感电流iL(t)和电容电压uc(t)作为状态变量，组成二维状态向量x(t)=[iL(t)，uc(t)]T;取输入电压ui(t)为输入变量，组成一维输入向量u(t)=[ui(t)];取电压源的输出电流is(t)，变换器的输出电压u0(t)作为输出变量，组成二维输出向量y(t)=[is(t)，u0(t)]T。

图4 Buck 变换器拓扑图

4 基于倍流整流移相全桥变换器的小信号模型设计

倍流整流移相全桥变换器是在BUCK 变换器的基础上推导出来的，两种变换器都是典型的二阶系统。由它的状态空间矩阵得到控制输出的传递函数为：

代入相关参数可得到该传递函数的波特图如图5 所示：

图5 倍流整流移相全桥变换器传递函数波特图

5 通信电源的实验研究

基于以上分析，本文设计了一个输出电压和输出电流分别为48V 和15A 通信电源的样机，主电路由桥式逆变电路、高频变压器及阻断电容、输出整流滤波电路等组成。外围电路包括采样电路、驱动电路、过流保护电路等的设计。

5.1 采样电路设计

输入电压和输出电压采用线性光耦HCNR201 采样，如图6 所示。输出电流和输入电流采样采用电流LEM，该方法精确可靠，实现了电隔离，但成本较高，且需要精确的±15V 直流电源。

图6 电压采样电路

5.2 驱动电路设计

MOS 型器件的理想驱动波形应有合理的脉冲上升沿和下降沿、足够大的驱动功率、合适的驱动正向电压和反向电压。本电源移相全桥拓扑的四路驱动信号占空比大小固定; 开关频率较高，为100K，要求有较强的抗干扰能力。

5.3 过流保护电路设计

电压型电流传感器(霍尔器件)检测到输出电流，经过RC 电路滤波后送到比较器的正相输入端，而设定的电压给定值接比较器的反向输入端，两个量进行比较，当大于给定值时，说明输出过流，此时比较器输出高电平，三极管导通，发光二极管发光提示过流，同时PDPINTA 为低电平，然后接入到DSP。GPIOA5 送出的

是保护信号，当软件出现保护时，GPIOA5 为高电平，其相应的比较器输出为高

电平，同样使得PDPINTA 为低电平。

5.4 软件设计

软件设计包括主程序、通信子程序、双环调节子程序、A/D 转换中断、PWM1 和PWM3 产生中断、PWM2 和PWM4 产生中断。

5.5 实验方法和结果分析

实验结果表明：采用积分分离的控制算法，超调量减小，调节时间减小，从而改善了动态性能。倍流整流电路较全波整流来说，占空比丢失小、没有二极管的反向恢复以及滞后管实现软开关更容易。