半桥式DC-DC变换器设计

半桥式DC-DC变换器设计

【摘要】近年来，随着电力电子器件、控制理论的发展和人们对电源性能要求的提

高，电力电子技术引起了学者们的广泛关注。目前一些发达国家正逐渐把电力变换技术广泛应用于民用工业领域，我国在这一领域的研究起步较晚，但随着国民经济的发展，适合于不同要求的各种变换器越来越引起科研人员的关注。

本文通过对Buck变换器的电路结构和工作原理进行分析，设计出一种半桥式DC-DC变换器，并采用闭环控制方法，将恒定的400V直流输入变为稳定5V的直流输出，保证了系统的供电性能。最后利用Matlab工具对所设计的电路进行仿真,仿真结果验证了所设计系统的有效性。半桥式DC-DC变换器由于电路结构简单，功率器件少且功率管上受到的电压应力小，在中小功率场合得到了较为广泛的应用。本文为进一步研究和开发相关产品提供借鉴。

【关键词】Buck 半桥DC-DC MATLAB

【ABSTRACT】In recent years, with the development of power electronic devices，control theory and the increasing demand of high-quality power supply, power electronics technology has aroused widely attention from scholars. Power electronics technology is used gradually in civilian industrial areas in some developed countries. With the national economic development, the various converters for different requirements are developed and the related technology is studied by scientist and scholar.

In this paper, the Buck circuit structure and working principle are analyzed and a half-bridge DC-DC converter is designed. The designed converter uses closed loop control scheme and realized the function that the power form is converted from 400 V DC voltage to 5 V DC voltage. The output voltage is stable and the performance of the designed converter is ensured. Simulation study was carried out and effectiveness of the designed converter is verified by simulation results.

【Key words】Buck half-bridge DC-DC MATLAB

目录

1 绪论 (1)

1.1 研究背景 (1)

1.2变换器简介 (2)

1.3本文研究的内容 (3)

2半桥式DC-DC变换器的工作原理 (3)

2.1半桥式DC-DC变换器的基本电路图及工作原理 (3)

2.2B UCK变换器 (5)

2.2.1线路组成 (5)

2.2.2工作原理 (6)

2.3带变压隔离器的DC-DC变换器拓扑 (8)

3半桥式DC-DC变换器的系统设计 (13)

3.1电路参数的计算与选取 (13)

3.2闭环的控制方法与实现 (22)

3.2.1PWM的调制方法 (22)

3.2.2PID控制器 (22)

3.2.3PID控制器的参数整定 (24)

3.2.4闭环控制方法与实现 (25)

4 MATLAB/SIMULINK仿真 (26)

4.1MATLAB/SIMULINK (26)

4.2半桥DC-DC变换器系统仿真模型的建立 (27)

4.3.1开关管控制脉冲仿真模块的建立 (28)

4.3.2实际系统仿真模块的搭建 (34)

结束语 (38)

参考文献 (39)

致谢........................................................................................................... 错误！未定义书签。

1 绪论

1.1 研究背景

随着科技的发展，在人们的日常生活中，电力已成为与生产生活息息相关的一部分，在各个场合，人们都需要各式各样的电力来为其服务，然而并不是所有的电力都能在一开始就能满足需要，于是就要求有电力变换的过程。

直流-直流变换器（DC-DC）作为一种应用广泛变换器广泛应用于远程及数据通讯、计算机、办公自动化设备、工业仪器仪表、军事、航天等领域，涉及到国民经济的各行各业。按额定功率的大小来划分，DC-DC可分为750W以上、750W～1W和1W以下3大类。进入20世纪90年代，DC-DC变换器在低功率范围内的增长率大幅度提高，其中6W～25W DC-DC变换器的增长率最高，这是因为它们大量用于直流测量和测试设备、计算机显示系统、计算机和军事通讯系统。由于微处理器的高速化，DC-DC变换器由低功率向中功率方向发展是必然的趋势，所以251W～750W的DC-DC变换器的增长率也是较快的，这主要是它用于服务性的医疗和实验设备、工业控制设备、远程通讯设备、多路通信及发送设备，DC-DC变换器在远程和数字通讯领域有着广阔的应用前景。

DC-DC变换器将一个固定的直流电压变换为可变的直流电压，这种技术被广泛应用于无轨电车、地铁、列车、电动车的无级变速和控制，同时使上述控制具有加速平稳、快速响应的性能，并同时收到节约电能的效果。用直流斩波器代替变阻器可节约20％～30％的电能。直流斩波器不仅能起到调压的作用(开关电源)，同时还能起到有效抑制电网侧谐波电流噪声的作用。

DC/DC变换器现已商品化，模块采用高频PWM技术，开关频率在500kHz 左右,功率密度为0.31W/cm3～1.22W/cm3。随着大规模集成电路的发展，要求电源模块实现小型化，因此就要不断提高开关频率和采用新的电路拓扑结构。目前，已有一些公司研制生产了采用零电流开关和零电压开关技术的二次电源模块，功率密度有较大幅度的提高。

电子产业的迅速发展极大地推动了开关电源的发展。高频小型化的开关电源及其技术已成为现代电子设备供电系统的主流。在电子设备领域中，通常将整流器称为一次电源，而将DC/DC变换器称为二次电源。一次电源的作用是将单相或三相交流电网变换成标值为48V的直流电源。目前，在电子设备中用的一次

电源中，传统的相控式稳压电源己被高频开关电源取代，高频开关电源(也称为开关型整流器SMR)通过MOSFET或IGBT实现高频工作，开关频率一般控制在50kHz～100kHz范围内，实现高效率和小型化。

因为电子设备中所用的集成电路的种类繁多，其电源电压也各不相同,在电子供电系统中，采用高功率密度的高频DC/DC隔离电源模块,从中间母线电压(一般为48V直流)变换成所需的各种直流电压，可以大大减小损耗、方便维护,且安装和增容非常方便。一般都可直接装在标准控制板上，对二次电源的要求是高功率密度。因为电子设备容量的不断增加，其电源容量也将不断增加。

1.2 变换器简介

无论时那一种DC/DC变换器，主回路使用的元件只是电子开关、电感、电容。电子开关只是迅速地开通，快速地关断这两种状态，并且快速地进行转换。只有力求快捷，使开关快速的渡过线性放大区，状态转换引起的损耗才小。目前使用的电子开关多是双极型晶体管，功率场效应管，逐渐普及的有IGBT管，还有各种特性较好的大功率开关元件，例如SITH（静电感应晶闸管）和MCT（场控制晶体闸流管）。

变换器有以下几类分类方式：

（1）正激变换器在Buck电路的开关管与续流二极管之间加入变压隔离器便得到一个单端正激变换器。由于在开关管关断时，电压有尖刺，输出电压有纹波，故多在小功率场合得到应用。

（2）反激变换器是由Buck-Boost推演并加变压隔离器后得到的。它的电路简单，能够高效提供直流输出，因此在要求有多组直流输出电压时特别常用，它的缺点是关断时电压有尖刺，输出纹波电压过大，通常输出功率在250W以下，电压和负载调整率要求在5%-8%左右。

（3）推挽变换器带中心抽头变压器原边两组线圈轮流工作的线路一般称为

V，而且主变压器原边利用推挽线路。由于功率开关管电压应力两倍与电源电压

s

率也不如全桥、半桥那样高，输出电压随输入电压和负载变化而变化。但是在低输入电压（如48V）时，推挽电路比半桥或全桥优越。因为任何时候最多只有一个开关元件工作，对于输出相同功率，开关损耗比较小。所以推挽在低压输入的大功率变换器（1000W）得到广泛应用。

（4）半桥式变换器由两个电容器和两个开关管组成两个桥，桥的对角线接变压器的原边绕组，故称半桥变换器。半桥式变换器减小了原边开关管的电压应力，结构简单，功率器件少，所以在中小功率场合得到广泛应用。

（5）全桥式变压器主变压器只需要一个原边绕组，通过正、反向的电压得到正、反向磁通，副边有一个中心抽头绕组采用全波整流输出。因此变压器铁心和绕组的最佳利用，使效率、功率密度得到提高。功率开关在非常安全的情况下运作。在一般情况下，最大的反向电压不会超过电源电压

V，四个能量回复（再

s

生）二极管能消除一波分由漏感产生的瞬间电压。这样无需设置能量恢复绕组，反激能量便得到回复利用。但是，它需要较多的功率原件，成本提高，电路略显复杂，在导通的回路上，至少有两个管压降，因此功率消耗变大，适用于高压离线开关电源系统。

本文设计电路将400V恒定直流输入变为5V稳定直流输出，输出功率较低，所以我们采用半桥式变压器。

1.3 本文研究的内容

本文研究的内容主要包括：

(1) 研究半桥式DC-DC电力变换电路的工作原理。

(2) 研究PWM调制方法的机理和半桥式DC-DC变换电路的控制方法。

(3) 设计从400V 到5V的半桥式DC-DC变换器。

(4) 采用MATLAB工具对所设计系统进行仿真研究。

2半桥式DC-DC变换器的工作原理

2.1半桥式DC-DC变换器的基本电路图及工作原理

半桥式DC-DC变换器是由Buck基本变换器串入半桥式变压隔离器派生而来的。因为减小了原边开关管的电压应力，且电路结构简单，在中小功率上得到广泛应用，所以半桥式变换器是离线开关电源较好的拓扑结构。下边就对半桥DC-DC变换器的工作原理进行分析。为了分析稳态特性，简化推导过程，首先假定：

（1）开关晶体管、二极管均为理想元件。也就是可以瞬间的导通和截止，

而且导通时的压降为零，截止时的漏电流为零。

（2）电感、电容是理想元件。电感工作在线性区而未饱和，寄生电阻为零，电容的等效串联电阻为零。

（3）输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到允许忽略。

基本电路图如下：

图2-1 半桥式DC-DC 变换器基本电路图

电容器1C 、2C 与开关晶体管1r T 、2r T 组成桥,桥的对角线接变压器T 原边绕组,故称半桥式变换器。 如果12C C ,某一开关晶体管导通时,绕组上电压只有电

源电压的一半。稳态条件下, 1C =2C ,当1r T 导通时,1C 上的12

s V 加在原边线圈上,1r T 流过负载电流p I 。电路通过开关管1r T 、原边绕组、电容2C 形成回路，此时原边绕组上下两端极性为上正下负，经过占空比所定的时间后,1r T 关断。由于原边绕组存在，p I 方向不变，值逐渐变小，此时B 点为负电位，4D 导通，反激能量再生，对2C 充电。B 点连接点的电压在阻尼电阻的作用下以振荡形式最后恢复到原来的中心值。1r T 关闭一段时间后，给2r T 一个触发脉冲，2r T 导通，原边绕组黑点端变负。电路通过电容1C 、原边绕组、开关管2r T 形成回路，重复以前过程。

不同的是，p I 方向变反，2r T 关断时接点B 摆动到正，3D 导通，反激能量对1C 充电。

副边电路的工作如下:当1r T 导通时,副边绕组电压使1D 导通,电流通过二极管

1D 、电感L 、负载R 构成回路，当1r T 关断,两个绕组电压变为零。2r T 导通时，2D 导通，负载上的电流与电压方向没有发生改变，由此形成的方波电压，经过L 和3C 构成的滤波环节产生稳定的输出电压o V 。如图2.2

图2-2 原边开关管电压及输出电压波形

2.2 Buck 变换器

半桥式DC-DC 变换器是由Buck 变换器派生而来，所以他就具有Buck 基本变换器的本质特征，所以下边我们对Buck 变换器的结构以及工作原理进行分析。

2.2.1 线路组成

图2-3(a)所示为由单刀双掷开关S 、电感原件L 和电容C 组成的Buck 变换器电路图。图2-3(b)所示为由占空比D 工作的晶体管1r T 、二极管1D 、电感L 、电容C 组成的Buck 变换器电路图。电路完成把直流电压s V 转换成直流电压o V 的功能。

V S

a

b S i S V 1L V L

i L I 0

+-

R V 0

C +- (a)

V S L +

-R V 0

C D 1D

T r

V Tr

V be

(b)

图2-3 Buck 变换器电路

2.2.2 工作原理

1.工作过程

当开关S 在位置a 时，有图2-4（a ）所示的电流s L i i =流过电感线圈L ，电流线性增加，在负载R 上流过的电流o I ，两端输出电压o V ，极性上正下负。当s L i i >时，电容在充电状态。这时二极管1D 承受反向电压；经时间1s DT 后（1on s t D T =，on t 为S 在a 时间，s T 是周期），当开关S 在b 位时，如图2-4（b ）所示，由于线

圈L 中的磁场将改变线圈L 两端的电压极性，以保持其电流L i 不变。负载两端电压仍是上正下负。s L i i <时，电容处在放电状态，有利于维持o I 、o V 不变。这时二极管1D ，承受正向偏压为电流L i 构成通路，故称1D 为续流二极管。由于变

换器输出电压o V 小于电源电压s V ，故称它是降压变压器。工作中输入电流s i ，在开关闭合时，0s i >，开关打开时，0s i =，故s i 是脉动的，但输出电流o I ，在L 、1D 、C 作用下却是连续的，平稳的。

V S

L +-

R V 0

C

+-+

-V L

i S

i L

(a) i=0V L

_+

+

_

+

_R

i L

Vs C

(b)

图2-4 Buck变换器的电路工作过程2.2.3 电路各点波形按电感电流

I在周期开始时的值，可分为电感电流连续工作模式和电感电流

L

不连续工作模式两种，波形分别如图2-5（a）、（b）所示。

（a）（b）

图2-5 Buck变换器的工作波形图

当所选的C能达到所需的输出滤波要求时，L可以选的足够大，以便使开关变换器保持在连续的工作状态，但电容器本身没有完美的电气性能，所以其内部的等效串联电阻将消耗一些功率。另外等效串联电阻上的压降会产生输出纹波电压，欲要减小这些纹波电压，只能靠减小等效串联电阻的值和动态电流的值。选

f的高低，LC的大小，择电容的类型，经常有纹波电流的大小决定。截止频率

c

都将影响输出纹波电压。在实际设计过程中，选择电感和电容时，要综合考虑其重量、尺寸及成本等因素。从改善动态特性看，可考虑选择小电感，大电容值。

2.3 带变压隔离器的DC-DC变换器拓扑

下边对变压隔离器进行分析，带变压隔离器的变换器是从以上的基本变换器

派生、组合、演变而来的。所谓派生是指变压隔离器插入到各基本变换器各不同的点上而形成的电路。由于变压隔离器有单端式、并联式、半桥式和全桥式四种，因此，可得很多电路。

由于有了隔离功能的双绕组，绕组可以靠匝数比不同调节变化，因此，电路电压增益变化不只靠占空比，还可以靠绕组匝比，这就给设计带来了很多好处，也大大提高了稳定性和可靠性。

前面分析了Buck 电路变换器,虽然它们完全可以完成直流电压的变换。但是,它们实际上存在着转换功能上的局限性。例如，输入输出不隔离，输入输出电压比或电流比不能过大，以及无法实现多路输出等。这种局限性只能用另一种开关变换器中的重要部件－变压隔离器来克服。双绕组变压器的符号，必要时在原副线圈上加上 ，如图所示。这种理想的变压隔离器的特征如下：

1) 从输入到输出能够通过所有的信号频率，即从理想的直流到交流都能变换；

2) 变换时刻不考虑能量损耗；

3) 变换中能提供任何选定的电压和电流变化；

4) 能使输入和输出之间完全隔离。

显然，像上述这种完美的变压器，实际上是不存在的。然而，许多和这种理想变压器特性近似的电路确实存在的。最常见的用在开关变换器中的变压隔离器如图2-6(a)所示。电路由高频变压器和开关组成，导通周期几乎可以是整个工作周期，s V 与o V 变比由匝比决定。由于磁通有单方向变化的特点，此电路称为单端变压隔离电路。当两个单端变压隔离电路并联时构成如图2-6（b ）所示电路，此时铁心1T 的磁通有双向变化，称为双端变压隔离电路。

图2-6 单端变压隔离器和并联的变压隔离器

在图2-6所示的并联的变压隔离器中，当原边的两个开关（1S 和2S ）交替导通50%间隔时间（即占空比比不调整）时，直流电压s V 通过带中心抽头的副边绕组s N 及二极管1D 、2D 就可以得到不同于s V 的另一直流电压o V ，变比由匝比决定。开关1S 和2S 交替导通，每次导通周期是整个开关周期的50%。开关交替的作用是在1T 的原边p N 产生一个对称的交流电压，即通过控制开关1S 和2S 的动作速率

使变压器1T 成为通常的高频交流变压器。

输出与输入电压关系为

s o s p

N V V N = （2.1） 用原副边匝比提供了变压器1T 所要求的电压增益s p N M N =

，副边绕组二端的交流电压，经1D 、2D 整流后得到由式（2.1）确定的直流电压。因此图2-6所

示的电路完成了两级串联（直流到交流及交流到直流）的转换作用，从而实现了直流到直流的转换功能。

在变压隔离器工作中，不导通的原边开关两端承受的电压是2s V ，当原边的两个开关各自导通的时候，两个开关中的开关峰值电流是相等的，即等于输入平均电流s I 。另外，原边开关接成图2-7所示的两种形式也得到广泛应用，它们分别称为半桥、全桥变压隔离变换器。

在图 2.7（a ）所示的半桥式电路中，开关1S 和2S 交替地导通，当开关1S 导通时，2S 关断，然后反之。任何一个断开的开关其两端的电压等与源电压s V ，而流过任何一个导通开关的峰值电流是平均源电流s I 的两倍（与图2.6所示电路同等输出功率相比）。因为断开的开关两端电压比图2.6所示的电路减小了,所以较广泛采用。但是，当电源电压较低时，通常采用图2.6所示的并联连接方法，因为任何一个导通的原边开关只流过源电流s I 。值得指出，原边半桥式接法中，变压器的原边电压在理论上是输入电压s V 的一半。因此，对于给定s V 、o V 时，绕组p N 、s N 只需要较少的匝数。

图 2.7(b) 所示的全桥式电路中,在变换过程中的第一个半周内,开关1S 和4S 同时闭合，然后在第二个半周期2S 和3S 也同时闭上。任何一个断开的开关端电压均等于源电压；流过任何一个导通开关的峰值电流均等于平均源电流。因为全桥式变压隔离器开关承受最

小的开关电压和最小的电流强度，所以这个方案常用在大功率变换器上（例如大于750W ）。

图2-7半桥和全桥变压隔离器连接方式

图2.6（a ）所示的单端方案，有线路简单的突出优点，广泛应用在输出为低、中功率的变换器电路中。但它也有一些缺点，例如它的输入电流是脉动的，幅度由1S 的占空比和s I 的平均值决定。因此，常需用一种低通滤波输入装置来平滑这

些电流脉动。

由上述可知，变压隔离器（有的文献称为直流变压器）实际上是一个由开关和高频变压器电路组成的，它是组件不是单一的原件。开关的占空比固定不变，电压增益靠高频变压器原副边的匝数比来确定。

实际上,变压隔离器并不单独使用，而是插入到各种基本变换器中，达到输入/输出隔离的效果。这时电压增益M ，不单靠开关占空比调节，也可以通过绕组变化调节，使晶体管占空比在更合理的范围工作（不大也不小）。插入到某合适的地方，串联的开关可以简化为一个，电感L 可能成了电流源的原件，使输入电流近似为方波，消除因变压器漏电感造成的过电压。甚至有时移动后的晶体管驱动有了其他特点，如抗干扰性强，容易调试等。

3半桥式DC-DC 变换器的系统设计

3.1电路参数的计算与选取

3.1.1主要概念及公式

半桥式DC-DC 变换器是在Buck 变换器中插入半桥式变压隔离器派生而来的，所以它就具有Buck 基本变换器的本质特征。因此，下边我们对Buck 基本电路的参数方程分析，这些对半桥式DC-DC 变换器也是一样满足的。

（1） 电感电流连续与不连续

下面分析一下在Buck 基本电路中，开关闭合和断开的情况与输出电压的关系。在图 3.1中,设开关S ，闭合时间为11ON s t t DT ==，开关S 关断时间212O F F s t t t D T =-=；

V S

a

b S i S V 1L V L

i L I 0

+-

R V 0

C +-

图3-1 Buck 变换器电路 11ON s

t D T =<，称1D 为接通时间占空比，体现了开关接通时间占周期的百分值，21D <，称2D 为断开时间的占空比，体现了开关断开时间占周期的百分值。根据假定（1）很明显，121D D +=。

在输入输出不变的前提下，当开关S 在a 位时，波形如图3-210~t 所示，电感电流平均值o L o V I I R

==，电感电流线性上升增量为

（a ）

（b ） 图3-2 Buck 变换器工作波形图

1

1110t s o s o s o L s V V V V V V i dt t D T L L L

---?===? （3.1） 式中 1L i ?－电流增量(A)；

s V －输入电源电压(V)；

o V －输出电压(V)；

L －电感(H)；

s T －开关周期(s)；

1D －开关接通时间占空比。

当开关S 在b 位时，如图3.2（a ）12~t t 时间段所示，L i 电流增量为

2

122112()()t o o o o L s s s t V V V V i dt t t T D T D T L L L L

?=-=--=--=-? （3.2） 由于稳态时这两个电流变化量相等，即12L L i i ?=?，所以

121(1)s o o o s s s V V V V D T D T D T L L L

-==-又因为121D D += 整理得 1o s V V D = （3.3）

式（3.3）表明，输出电压o V 随占空比1D 而变化，由于11D <，故o s V V <， o s

V V 是电压增益，表示为M ，在本电路中 1o s

V M D V == （3.4） 如图所示，电压增益M 由开关接通时占空比1D 决定，即变换器有很好的控制特性。

图3-3 Buck 1()M f D =关系图

当电感L 较小，负载电阻较大时，或者s T 较大时，将出现电感电流以下降到零，新的周期却尚未开始的情况；在新的周期，电感电流从零开始线性增加。这种工作方式称电感电流不连续的模式，波形图如图3.2（b ）所示。

图3-4 连续和不连续的状态下，Buck 变换器电压增益M 与占空比1D 的函数关系

（2）连续与不连续的临界条件

在连续与不连续状态之间有个临界状态，由图3.2（a ）（b ）所示L i 图形知 临界状态

12L o i I ?= （3.13） 考虑式（3.2）和式（3.6），

整理得

22s D L T R = （3.14） 式（3.14）为临界条件的L R

表达式。该L 即定义为临界电感，可表示为 2221(1)2222o o o c s s off o o o s

V V V D R L T D T t D I I P f ====- （3.15） 式中 o f f t －开关管r T 关断时间（s ）；s f －开关工作频率（Hz ），1s s f T =； 240.250.000055022110c s D R L T H H μ?====??

取 1.2c L L = 得 1.260c L L H μ==

（3）纹波电压o V ?

流经电容的电流C i 是()L o i I -，C i 对电容充电产生的电压o V ?称为纹波电压，

其波形如图3.5所示。当C i 为t 的线性函数时

21111()2228t s L L o C s t T I I V i dt T C C C

???==??=? （3.16） 把式（3.2）代入式（3.16）得

2

2

21()88o

o o s s V V D V t t T T LC LC ?=-=

（

3.17） 系统误差要求1%，纹波电压51%20.1o V V ?=??=

282

550.2

10208886100.1

o s o V D C T F L V μ--?==?=????

式中2D 为关断时间占空比

121

211s s s

T t t

t D D T T --===-

图3-5电容电压和电流波形