降压型直流开关稳压电源
浅谈高性能开关型直流稳压电源
浅谈高性能开关型直流稳压电源摘要:高性能开关型直流稳压电源是根据移相控制全桥DC／DC 变换器中的小信号模型,依据系统频域特性研究了电源性能,按技术指标研制出来的一台样机,经过反复的实验,结果表明了高性能开关型直流稳压电源的实用性。
本文主要着手于高性能开关型直流稳压电源的性能探究。
关键词:高性能开关型直流稳压电源探究随着电力电子技术的不断发展,高性能开关型直流稳压电源将在电力系统得到广泛的应用,开关型直流电流的主要优点变现在:工作稳性、可靠性好、重量轻、效率高以及功耗小等,其发展趋势相对于其他开关型电流更具竞争力。
开关型直流电流应用于粒子加速器电源等领域。
经过全方位的分析及全盘考虑。
相关技术研究人员采用移相控制桥DC／DC变换小信号模型设计了高性能开关型直流稳压电源。
1 动态小信号模型探析动态小信号模型的选取具有多样性,选取不同的模型运用得到的设计结果各不一样。
开关电源本质上是一个非线性的控制对象,采用解析的方法指导建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型,而用这种模型来解释大范围的扰动时所获得的结论并不完全准确。
其基本得益于开关电源一般工作在稳态。
依据小信号扰动模型设计出的高性能开关型直流稳压电源,配合辅助电路的使用,完全能使开关电源的性能满足要求。
2 直流稳压电源性能指标的确定2.1 稳定性指标要求据有关数据及实践结果表明,不同的系统应该具有不同程度的鲁棒性,同时暂态特性也相对较好。
然而对于直流稳定电源来说,其要求系统的增益余量大于或等于40dB,相位余量大于或等于30dB。
2.2 瞬态响应指标开关电源在受干扰状态下,其输出量会受到影响导致相应的抖动,最后渐渐地恢复到稳定值。
通常我们以过冲幅度和动态恢复的时间长短来测评动态特性。
穿越频率越高,动态恢复所需的时间越短;过冲幅度与相位余量亦存在紧密的相关性。
2.3 电源精度探析电压精度具有严格的要求,其设计范围为不大于1‰,纹波不大于1‰。
然而纹波中分为高频和低频两部分,开关频率造成高频部分的产生,依靠输出滤波器来抑制;电网波动引入了低频部分,低频部分主要依靠系统负反馈来加以克服。
开关直流降压电源(BUCK)设计
开关直流降压电源(BUCK)设计摘要随着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。
近年来，随着功率电子器件(如IGBT、MOSFET)、PWM技术以及电源理论发展，新一代的电源开始逐步取代传统的电源电路。
该电路具有体积小，控制方便灵活，输出特性好、纹波小、负载调整率高等特点。
开关电源中的功率调整管工作在开关状态，具有功耗小、效率高、稳压范围宽、温升低、体积小等突出优点，在通信设备、数控装置、仪器仪表、视频音响、家用电器等电子电路中得到广泛应用。
开关电源的高频变换电路形式很多, 常用的变换电路有推挽、全桥、半桥、单端正激和单端反激等形式。
本论文采用双端驱动集成电路——TL494输的PWM脉冲控制器设计开关电源，利用MOSFET 管作为开关管，可以提高电源变压器的工作效率，有利于抑制脉冲干扰，同时还可以减小电源变压器的体积。
关键词：直流，降压电源,TL494,MOSFET1目录摘要 (1)Abstract........................................................... ........ 错误！未定义书签。
1.方案论证与比较 (4)1.1 总方案的设计与论证 ...................................... 错误！未定义书签。
1.2 控制芯片的选择 (4)1.3 隔离电路的选择 .............................................. 错误！未定义书签。
2. BUCK电路工作原理 ......................................... 错误！未定义书签。
3. 控制电路的设计及电路参数的计算 ................ 错误！未定义书签。
3.1 TL494控制芯片................................................ 错误！未定义书签。
电容降压型直流稳压电路设计
电容降压型直流稳压电路设计中心议题：电容降压原理电容降压型直流稳压电路原理方框图电容降压型直流稳压电路设计实例本文介绍一种新颖的电容降压型直流稳压电路，电路不含变压器，只由几个简单的电子元件组成。
输出DC电压可在很宽的范围内任意调节，只需要改变基准电压元件。
一、概述电子工程师总是在不断追求减小设备体积，优化设计，以期最大限度地降低设备成本。
其中，减小作为辅助电源的直流稳压电源电路部分的体积，往往是最难解决的问题之一。
普通的线性直流稳压电源电路效率比较低，电源的变压器体积大，重量重，成本较高。
开关电源电路结构较复杂，成本高，电源纹波大，RFI和EMI干扰是难以解决的。
下文介绍的是一种新颖的电容降压型直流稳压电源电路。
这种电路无电源变压器，结构非常简单，具有体积小、重量轻、成本低廉、动态响应快、稳定可靠、高效（可达90%以上）等特点。
二、电容降压原理当一个正弦交流电源U（如220V AC 50HZ）施加在电容电路上时，电容器两极板上的电荷，极板间的电场都是时间的函数。
也就是说：电容器上电压电流的有效值和幅值同样遵循欧姆定律。
即加在电容上的电压幅值一定，频率一定时，就会流过一个稳定的正弦交流电流ic。
容抗越小（电容值越大），流过电容器的电流越大，在电容器上串联一个合适的负载，就能得到一个降低的电压源，可经过整流，滤波，稳压输出。
电容在电路中只是吞吐能量，而不消耗能量，所以电容降压型电路的效率很高。
三、电容降压型直流稳压电路原理方框图电路由降压电容，限流，整流滤波和稳压分流等电路组成。
1.降压电容：相当于普通稳压电路中的降压变压器，直接接入交流电源回路中，几乎承受全部的交流电源U，应选用无极性的金属膜电容（METALLIZED POL YESTER FILM CAPACITOR）。
2.限流电路：在合上电源的瞬间，有可能是U的正或负半周的峰_峰值，此时瞬间电流会很大，因此在回路中需串联一个限流电阻，以保证电路的安全。
直流开关稳压电源设计
直流开关稳压电源设计一、设计背景及意义随着电子技术的飞速发展，各类电子设备对电源的需求日益增长。
直流开关稳压电源以其高效、稳定、体积小、重量轻等优点，在通信、计算机、家用电器等领域得到了广泛应用。
设计一款性能优越、可靠性高的直流开关稳压电源，对于提高电子设备的整体性能具有重要意义。
二、设计目标1. 输出电压范围：12V±1V；2. 输出电流：2A；3. 转换效率：≥85%；4. 工作温度范围：25℃~+85℃；5. 具有过压、过流、短路保护功能；6. 体积小，便于安装。
三、设计方案1. 电路拓扑选择本设计采用开关电源的主流拓扑——反激式变换器。
反激式变换器具有电路简单、体积小、效率高等优点，适用于中小功率电源设计。
2. 主控芯片选型选用ST公司的STM32F103系列微控制器作为主控芯片，该芯片具有高性能、低功耗、丰富的外设资源等特点，能够满足开关电源的设计需求。
3. 功率开关管选型功率开关管是开关电源的核心元件，本设计选用N沟道MOSFET作为功率开关管。
根据设计指标，选用IRF530N型号MOSFET，其导通电阻低，可降低开关损耗，提高转换效率。
4. 输出整流滤波电路设计输出整流滤波电路采用肖特基二极管和LC滤波电路。
肖特基二极管具有正向压降低、开关速度快的特点，适用于开关电源整流。
LC滤波电路能有效抑制输出电压纹波，提高输出电压稳定性。
5. 保护电路设计为实现过压、过流、短路保护功能，设计如下保护电路：（1）过压保护：在输出端设置一个电压比较器，当输出电压超过设定值时，触发保护动作，切断功率开关管的驱动信号。
（2）过流保护：在功率开关管源极串联一个取样电阻，实时监测电流值。
当电流超过设定值时，触发保护动作，切断功率开关管的驱动信号。
（3）短路保护：在输出端设置一个电流比较器，当输出电流超过设定值时，触发保护动作，切断功率开关管的驱动信号。
四、实验验证与优化1. 搭建实验平台，对设计的直流开关稳压电源进行测试，观察输出电压、电流、效率等参数是否符合设计要求。
2016TI杯省级电子设计竞赛A题lm5117省一等
2016TI杯省级电子设计竞赛A 题lm5117省一等2016年TI杯大学生电子设计竞赛A题：降压型直流开关稳压电源【本科组】2016年7月27日星期三摘要随着开关电源在计算机、通信、航空航天、仪器仪表及家用电器等方面的广泛应用, 人们对其需求量日益增长, 并且对电源的效率、体积、重量及可靠性等方面提出了更高的要求。
开关电源以其效率高、体积小、重量轻等优势在很多方面逐步取代了效率低、又笨又重的线性电源。
本系统是以TI公司的降压控制器LM5117芯片和CSD18532KCS MOS 场效应管为核心器件设计而成的一个降压型直流开关稳压电源。
该系统能实现16V到5V直流电压的转换，输出电流范围是0~，且电源有识别负载的功能。
本系统具有调整速度快，精度高，电压调整率低，负载调整率低，效率高，体积小，重量轻，输出纹波小等优点。
关键词：LM5117；CSD18532KCS；稳压电源；负载识别。
一、方案论证本系统主要由DC-DC变换电路模块、控制模块、过电流保护模块、负载识别模块组成，下面分别论证这几个模块的选择。
1.1电源变换电路方案论证通过分析题目任务与要求，将输入16V的直流电转换为稳定的5V直流电源，即实现直流-直流电压的变换。
方案一：间接直流变流电路：直流经过逆变电路之后成为交流再经变压器后整流滤波得到所要求的直流电源。
该方案可以实现输入与输出的隔离，适用于输入电压与输出电压之比远小于或大于1 的情况，但由于采用多次变换，电路中的损耗大，效率低，而且结构较为复杂。
方案二：直接直流变流电路，Buck变换器：也称降压式变换器。
电路图如图1-1所示。
开关的通断受外部PWM信号控制，输出电压与输入电压的关系为E,通过改变占空比可以相应实现输出电压的变化，该电路采用直接直流变流的方式实现降压，电路结构较为简单，损耗较小，效率较高。
综合比较，我们选择方案二。
1.2稳压控制方法的方案选择方案一：采用单片机产生PWM波,控制开关的导通与截止。
开关电源34063
MC34063构成的DC/DC开关稳压电源1.开关型直流稳压电源简介1.1线性稳压电源和开关稳压电源的比较线性稳压电源：结构简单，调节方便，输出电压稳定性强，纹波电压小。
缺点是调整管工作在甲类状态，因而功耗大，效率低（20％～49％）；需加散热器，因而设备体积大，笨重，成本高。
开关稳压电源：调整管工作在开关状态，大大减小了器件的功耗，提高了电源的工作效率，开关型稳压电源的效率可达70％～95％。
体积小，重量轻。
适于固定的大负载电流、输出电压小范围调节的场合。
1.2串联（降压）开关型稳压电路换能电路的基本原理图及其等效电路串联开关型稳压电源的结构框图串联开关型稳压电路的简化电路串联开关型稳压电路，通过对三极管斩波控制完成稳压输出。
由于能量到达负载为输入电压的断续形态，故输出电压低于输入电压为降压型开关电路。
1.3并联（升压）开关型稳压电路换能电路的基本原理图及其等效电路并联开关型稳压电路的简化电路并联开关型稳压电路，同样通过对三极管斩波控制完成稳压输出。
能量到达负载也为断续形态，但为输入电压与电感电压和的断续形态，故输出电压可高于输入电压为升压型开关电路。
2. MC34063 DC/DC变换器控制电路简介：MC34063是一单片双极型线性集成电路，专用于直流-直流变换器控制部分。
片内包含有温度补偿带隙基准源、一个占空比周期控制振荡器、驱动器和大电流输出开关，能输出1.5A的开关电流。
它能使用最少的外接元件构成开关式升压变换器、降压式变换器和电源反向器。
特点：*能在3.0-40V的输入电压下工作*短路电流限制*低静态电流*输出开关电流可达1.5A（无外接三极管）*输出电压可调*工作振荡频率范围为100HZ到100KHZ*可构成升压、降压或反向电源变换器3.MC34063引脚图及原理框图4.MC34063 电路原理振荡器通过恒流源对外接在CT 管脚(3 脚)上的定时电容不断地充电和放电以产生振荡波形。
直流稳压电源10.4
Байду номын сангаас
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模拟电子技术基础
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来自反馈控制电路 控制脉冲的特点 周期T恒定 周期 恒定
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T + UI – 2. 工作原理
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3. 输出电压 O 输出电压U 占空比
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输出直流电压
O
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4. 反馈控制的降压型开关稳压电源方框图 T + R UI
脉宽调制器 采样电路
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模拟电子技术基础
降压型开关稳压电路的工作原理 1. 降压型开关稳压电路 T + UI –
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开关式稳压电源的各种电路类型概述
开关式稳压电源的各种电路类型概述1、根本电路交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成份的直流电压，该电压进人高频变换器被转换成所需电压值的方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。
控制电路为一脉冲宽度调制器，它主要由取样器、比较器、振荡器、脉宽调制及基准电压等电路构成。
这部分电路目前已集成化，制成了各种开关电源用集成电路。
控制电路用来调整高频开关元件的开关时间比例，以到达稳定输出电压的目的。
２．单端反激式开关电源单端反激式开关电源的典型电路：电路中所谓的单端是指高频变换器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧。
所谓的反激，是指当开关管VT1 导通时，高频变压器Ｔ初级绕组的感应电压为上正下负，整流二极管VD1处于截止状态，在初级绕组中储存能量。
当开关管VT1截止时，变压器Ｔ初级绕组中存储的能量，通过次级绕组及VD1 整流和电容Ｃ滤波后向负载输出。
单端反激式开关电源是一种本钱最低的电源电路，输出功率为20－100Ｗ，可以同时输出不同的电压，且有较好的电压调整率。
唯一的缺点是输出的纹波电压较大，外特性差，适用于相对固定的负载。
单端反激式开关电源使用的开关管VT1 承受的最大反向电压是电路工作电压值的两倍，工作频率在20－200kHz之间。
３．单端正激式开关电源单端正激式开关电源的典型电路：这种电路在形式上与单端反激式电路相似，但工作情形不同。
当开关管VT1导通时，VD2也导通，这时电网向负载传送能量，滤波电感Ｌ储存能量；当开关管VT1截止时，电感Ｌ通过续流二极管VD3 继续向负载释放能量。
在电路中还设有钳位线圈与二极管VD2，它可以将开关管VT1的最高电压限制在两倍电源电压之间。
为满足磁芯复位条件，即磁通建立和复位时间应相等，所以电路中脉冲的占空比不能大于５０％。
由于这种电路在开关管VT1导通时，通过变压器向负载传送能量，所以输出功率范围大，可输出50－200 Ｗ的功率。
电路使用的变压器构造复杂，体积也较大，正因为这个原因，这种电路的实际应用较少。
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降压型直流开关稳压电源（A题）学校：东北石油大学参赛选手：卢鑫坡曲记锋宋忠民指导教师：张明摘要:本系统以TI公司的LM5117及CSD18532KCS场效应管为核心，设计制作了该降压型开关直流稳压电源。
额定输出电压为5V，输出电流最大值为3A。
该系统前端是以LM5117为核心构成的DC-DC直流转直流降压电路，从而确定所需的PWM调制方式，经过几级滤波最终去除纹波，完成了总体电路的设计。
该作品很好地满足了竞赛题目要求。
关键词：开关电源 LM5117 CSD18532KCS场效应管1．设计任务1.1基本要求（1）额定输入电压下，输出电压偏差：|∆U O|=|5V−U O|≤100mV；（2）额定输入电压下，最大输出电流：I O≥3A；（3）输出噪声纹波电压峰峰值：U OPP≤50mV(U IN=16V,I O=I Omax)；（4）I O从满载I Omax变到轻载0.2I Omax时，负载调整率：S i=|UO轻载UO满载−1|×100%≤5% (U IN=16V)；（5）U IN变化到17.6V和13.6V，电压调整率：S V=max(|U O(17.6V)−U O(16V)|,|U O(16V)−U O(13.6V)|)U O(16V)×100%≤0.5%(R L=U O(16V)I Omax)（6）效率η≥85%（U IN=16V，I O=I Omax）；（7）具有过流保护功能，动作电流I Oth=3.2±0.1A；（8）增加1个二端子端口，即输出控制端口，端口可外接电阻R（1k-10k）。
电源输出电压U O由下式确定：U O=R1kΩ(V)；（9）尽量减小电源重量，使电源不含负载的重量不大于0.2Kg；2.系统方案2.1方案提出利用LM5117制作一个恒流稳压器，经查该芯片数据手册知，可以通过调节电流控制，电压控制两部分的开合关系，来实现升压和降压的功能，最终达成DC-DC变换的目的。
具体电路原理图如后图5-1所示。
2.2系统整体框图图2-1降压型开关稳压电源设计总体框图3.电路理论分析3.1具体实现方法（1）降低纹波的方法利用前馈控制的方法对低频纹波进行滤除，对于高频纹波，则利用多级滤波的方式，来进行滤除。
（2）DC-DC变换方法在DC-DC控制方法的选择上，我们考虑了很多，最终决定采用目前比较成熟的PW脉宽调制技术来实现对该系统的数字化控制，把直流电压变换为另一数值的直流电压最简单方法是串联一个电阻，这样不涉及变频的问题，显得很简单，但是效率低。
用一个半导体功率器件作为开关，使带有滤波器（L或/和C）的负载线路与直流电压一会儿接通，一会儿断开，则负载上也得到另一个直流电压，这就是DC-DC的基本手段，类似于“斩波”（Chop）作用。
一个周期Ts内，电子开关接通时间ton所占整个周期Ts的比例，称接通占空比（D，D）=ton/Ts；断开时间toff所占Ts比例，称断开占空比（D，D）= toff/Ts。
很明显，接通占空比越大，负载上电压越高；1/Ts=fs称开关频率，fs越高，负载上电压也越高。
这种DC-DC变换器中的开关都在某一固定频率下（如几百千赫兹）工作，这种保持开关频率恒定，但改变接通时间长短（即脉冲的宽度），使负载变化时，负载上电压变化不大的方法，称脉宽调制法（Pulse Width Modulation,简称为PWM）。
由于电子开关按外加控制脉冲而通断，控制与本身流过的电流、二端所加的电压无关，因此电子开关称为“硬开关”。
很明显，由于硬开关关断和开通时，开关上同时存在电压、电流，损耗是比较大的，但无论如何比串联电阻变换方法损耗小得多。
这就是开关电源的优点之一，整个控制系统的整体框图如图3-1所示。
（3）稳压控制方法在输出端对输出电压进行取样，得到的样本电压传输至LM5117的FB端口接到内部误差放大器反相输入端，内部高增益误差放大器可以产生一个与FB 引脚电压和内部高精度0.8V 基准之差成正比的误差信号。
PWM 比较器通过一个1.2V 内部压降，比较取自斜坡发生器的仿真电流检测信号和误差信号，控制PWM信号，进而达到控制输出电压的作用。
在芯片的COMP引脚接入环路补偿元件，通过改变其数值可配置误差放大器的增益和相位特性。
图3-14.元器件选择与参数计算4.1确定开关频率为了方便后续电源相关元器件参数选择，首先进行开关频率选择，根据技术手册，较高频率的应用体积较小，等损耗较高。
在本次设计中，为了达到任务要求，达到高效率小尺寸的要求，采用230kHz作为折中方案。
同时根据确定频率确定定时电阻R TR T=5.2×109230×102−948=21.7kΩ (4.1.1)4.2输出电感最大电感纹波电流出现在最大输入电压时。
根据技术手册，为了平滑输出的纹波电压，输出电容要承担更大的负荷。
选择的纹波电流为 3.2A 的40％。
已知开关频率、最大纹波电流、最大输入电压和标称输出电压，电感值可以用以下公式计算：L0=V OUTI PP(Max)×f sw ×(1−V OUTV IN(max))[H]=12.1μH (4.2.1)根据公式计算L0选择最接近标准值为10μH.4.3电流检测电阻由于LM5117采用了一个独特的斜坡发生器，它可以重建电流信号，表征或仿真电感器电流为PWM比较器提供了一个斜坡信号，此信号没前沿尖峰，无需测量或滤波延迟，并保持了传统峰值电流模式控制的优点。
电流重建包括采样和保持直流电平和仿真的电感电流斜坡。
如图4-1所示。
图4-1正斜率电感电流斜坡是连接在RAMP和AGND之间的C RAMP，以及连接埃在SW和RAMP之间的R RAMP进行仿真的。
根据数据手册，C RAMP采用了高质量的陶瓷电容器。
C RAMP，R RAMP的选择可用K洗漱减缓，该系数可以定义为：K=L0R RAMP×C RAMP×R s×A s(4.3.1)转换器的性能根据K值会有所不同。
对于这个例子，选择了K = 1，以控制次谐波振荡和实现单周期阻尼。
考虑到误差和纹波电流，最大输出电流能力(IOUT (MAX))应高于所需输出电流的20％至50％。
R S=V CS(TH)I OUT(MAX)+V OUT×Kf S W×L0−I PP2(4.3.2)R S=0.053.2A+5230kHz×10uH−1.04A2=20mΩ (4.3.3)4.4斜坡电阻R RAMP和斜坡电容C RAMP电感的电流斜波信号在此设计中是由R RAMP和C RAMP仿真的，这里把C RAMP的值设置在1nF,K值选择为1，R RAMP可由以下公式计算：R RAMP=L0K×C RAMP×R S×A S（4.4.1）经过计算R RAMP=50kΩ4.5 UVLO分压器R UV2, R UV1,C FT启动电压和迟滞是由R UV2和 R UV1的值来设定的，电容C FT为分压器提供滤波，本设计中，启动电压设置为12V，V HYS设置为2V。
R UV2, R UV1的值通过以下公式计算：R UV2=2V20uA=100kΩ (4.5.1)R UV1=1.25V×100kΩ12V−1.25V=11.63kΩ (4.5.2)通过分析与计算，R UV2选择值为100 kΩ。
R UV1选择的是1.63 kΩ。
C FT的值选择0.1μf。
4.6 缓冲元件R SNB 和C SNB根据数据手册低边NMOS 器件两端的电阻-电容缓冲网络可减少开关节点的振铃和尖峰。
过多的振铃和尖峰可能会导致运行不稳定，还可能将噪声耦合至输出电压。
本次设计选择缓冲器值通过实证的方法来完成。
首先明确缓冲连接导线长度很短。
从5Ω和50Ω 之间的电阻值开始。
为了线路更加合理，我们选择了最小值的缓冲电容，能够在重负载条件下为开关波形尖峰提供足够的阻尼。
4.7自举电容C HB和自举二极管D HB在每个周期的开启期间，HB 和SW 引脚之间的自举电容提供栅极电流，对高边NMOS 器件栅极充电，还为自举二极管提供恢复电荷。
本设计中确定C HB理论值最小为0.29μf，实际选择为0.47μf。
4.8 VCC 电容C VCCVCC 电容(C VCC) 的主要用途是为LO 驱动器和自举二极管提供峰值瞬态电流，并为VCC 稳压器提供稳定性。
这些峰值电流可达几安培。
数据手册建议的C VCC值应不小于0.47 μf，且应该是一个良好品质的低ESR 陶瓷电容器。
C VCC应连在IC 引脚上，以尽量减少可能由引线电感引起的破坏性电压瞬变。
根据实验情况，本次C VCC>0.59uf，根据实际情况我们选择1μf。
4.9 VIN 的滤波器R VIN、C VINVIN上的R-C滤波器是可选的。
滤波器有助于防止注入到VIN引脚的高频开关噪声引起的故障。
本次设计中，C VIN采用了0.47μf陶瓷电容器。
R VIN选定为3.9Ω。
4.10软启动电容C SSSS 引脚的电容(C SS) 决定软启动时间(t SS)，它是达到最终稳压值的输出电压持续时间。
t SS=0.1μF×0.8V10μA(4.10.1)所以该软启动时间为8 ms，CSS 选择的值为0.1 μF。
4.11输出分压器R FB2和R FB1R FB1和R FB2设置输出电压电平。
这些电阻的比值计算公式为：R FB2 R FB1=V OUT0.8V−1 (4.11.1)R COMP和R FB2之间的比值决定了中频增益AFB_MID。
经过计算环路补偿元件C COMP、R COMP和C HF4.12 C COMP、R COMP和C HF可配置误差放大器增益和相位特性，以产生一个稳定的电压环路。
为了确定具体值，我们通过四个步骤进行展开计算。
第一步：选择f CROSS通过选择十分之一的开关频率，f CROSS可确定为23kHz。
第二步：确定所需的R COMP已知f CROSS，R COMP可计算如下：R COMP=2π×R s×A s×C out×R FB2×f CROSS[Ω] (4.12.1)计算得R COMP=27.5Ω第三步：确定C COMP以消除负载极点已知R COMP，C COMP可计算如下：C COMP=R LOAD×C OUTR COMP[F] (4.12.2)计算得C COMP=25 nf第四步：确定C HF，以消除ESR零点已知已知R COMP和C COMP，C HF可计算如下：C HF=R ESR×C OUT×C COMPR COMP×C COMP−R ESR×C OUT(4.12.3)计算得C HF=189 pf在以上理论计算基础上实际选择C COMP=22.00nf, R COMP=24KΩ，C HF=220pf。