Full-bridge_converter

Full-bridge converter变换器
电气0708 郑林锋 07291268
一、主电路
1、Full-bridge converter变换器结构
2、原理分析
全桥变换器的主电路如图1所示，其主要工作波形如图2所示。

仅需在全桥电路上增加
一个谐振电感L。

或利用变压器漏感，便可通过L
1与功率开关管输出电容C
i
(i=1，2，3，4)
的谐振，在电感储能释放过程中，使C
i
上的电压u逐步下降到零，而使功率开关管体内的寄
生二极管VD
i
(i=l，2，3，4)开通，从而使电路中4个开关器件实现零电压开通或零电流关断。

通过改变对角线上开关管驱动信号之间的相位差来改变占空比，以达到控制输出电压的目
的。

变压器副边所接整流二极管VD
5、VD
6
实现全波整流。

3、工作波形
4、参数计算及器件选择
（1）变压器选择
为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器原副边变比应尽可能的大一些。

为了在规定的输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压U 选择。

考虑到移相控制方案存在副边占空比丢失的现象，选择副边的最大占空比为0.85，则可计算出副边电压为： sec(max)(max)sec(min)D V V V V LF D o ++=
其中，(max)o V 是最高输出电压，即均充电压；V D 是输出整流二极管的通态压降；V LF 是输出滤波电感上的直流压降。

取V V o 49%)21(48(max)≈+⨯=,D V =0.7V ，LF V =1V ，故V V 375.638.017.049sec(min)=++=
故变压器原副边变比为：K=89.0375
.6356≈=K ，选择变比为0.89。

为适应开关电源轻、小、薄的要求，需要增大其开关频率，但在大功率的情况下，频率越高，功率管开通与截止损耗也会增大。

本电路选用铁基纳米晶合金铁芯，它具有高导磁率，低损耗和优良的温度特性，广泛应用于推挽或桥式高频大功率逆变电源和开关电流中的主变压器铁芯。

（2）输出整流二极管的选择
输出整流二极管是工作在高频状况下的，因此应选用快恢复二极管。

本实验所设计的电源，其变压器的副边采用全波整流电路，所以整流管的反向电压为V K V V in DR 12689.0/562/2(max)≈⨯==。

整流管流过的最大电流为100/48=2.1A ，因此可
选用规格为200V/3A 的快恢复二级管。

（3）输出滤波电感的计算
PWM DC ／DC 全桥变换器的输出滤波电感值为：
式中V LF 为输出滤波电感上的直流压降(初步假定其为1 V)；VD 为输出整流二极管的通态压降。

把各相关量代人得L f =164uH 。

（4）输出滤波电容
输出滤波电容的计算公式为：
其中取mV V opp 100=∆，把各相关量代人公式得C f =320uF 。

二、控制电路
1、控制电路的芯片
美国Unitrode 公司针对移相控制方案推出了UC3875芯片。

该集成电路用一个半桥支路对另一个半桥支路的移相开关实行全桥功率级的控制，使得固定PWM 与谐振零电压开关相结合，在高频具有高效性能。

它主要包括以下九个方面的功能：工作电源、基准电源、振荡器、锯齿波、移相控制信号发生电路、过流保护、死区时间设置、输出级、误差放大器和软启动。

该PWM 控制器使移相全桥变换器控制电路的设计大为简化。

控制电路主要可分为如下几部分：电路的参数设置，电压电流反馈环节，输出电流限制，电路的保护等。

UC3875开通时的门槛电压为10．75V ，关闭时的门槛电压为9．25V ；能输出0-100％的占空比；可通过外围的电阻电容来调节死区，且两桥臂死区时间可独立设定；工作时的开关频率可达1MHz ；既可工作在电压模式，也可工作在电流模式：能输出四路2A 的图腾柱驱动信号；带有软启动功能；内部带有10MHz 的误差放大器，易于设计调节器；另配有5V 的基准电压输出。

由于功率IGBT 需要的死区时间为t ≥2(t ON +t OFF )，实验中所采用的IGBT 的开通时间t ON 为1.2uS ，关断时间t OFF 为1.0uS ，因此，其死区时间需要大于2.2uS ，而UC3875的死区时间设定不能超过0.1uS ，因此，如果仅仅采用UC3875死区宽度不够，会产生上下开关管直通的危险。

为了提高系统的安全性能，本控制电路采用CD4098芯片设置信号的延时电路，使死区时间进一步扩展，系统的同一桥臂开关管获得足够大的死区时间，避免直通现象。

CD4098是双通道单稳态多频振荡器，通过调节外部接入的电阻和电容值设定输出对输入信号的触发延时，在本实验中，每一路图腾柱信号做CD4098的一路输入，设定不同的外部电阻和电容值，获得不同延时的输出信号，从而使原来的死区时间延时到IGBT 安全开关所需的死区时间。

为了增强电路的安全和可靠性，本实验中还另外增加了CD 日08l “与”运算逻辑芯片，使每一路CD4098的输出信号和原来的输入信号进行“与”运算，再把“与”运算的结果做IGBT 功率管的驱动信号。

2、控制电路原理设计
3、驱动电路的设计
IGBT是电压驱动型的器件，在栅极和射极之间加上合适的驱动电压即可使功率管开通，该电压值一般选择15～18V之间，本电路选择15V电压驱动。

关断时，加上适当的反向电压，可以使IGBT迅速关断，提高IGBT的抗扰能力，此处，选择12V电压作为关断时的反向电压。

IGBT的驱动电路应具备两个功能：其一，实现控制电路和被驱动的IGBT的栅极电隔离；其二，提供合适的栅极驱动脉冲。

隔离形式可以是脉冲变压器，微分变压器或者光电耦合装置，本设计中采用光耦隔离，为了降低电磁干扰，每路驱动信号都采用独立的电源来进行设计，电路如图4．11所示，采用L7815和L7912分别产生+15V和-12V电压为IGBT驱动电路供电。

驱动电路的电源结构图
驱动电路的设计，采用TOSHIBA公司生产的TLP250芯片构成，该芯片具有光耦隔离放大功能，驱动能力强，隔离电压高，响应速度快。

每一路信号都采用独立的电源供电，有效避免了相互之间的电磁干扰，提高了系统的可靠性。

IGBT栅极需串联一定的电阻，若该电阻较大，会使IGBT的开通和关断时间增大，则开通和关断损耗也增大；若该电阻较小，会造成IGBT 的电流上升率增大，同时门极所串联电阻上的损耗也增加。

因此，栅极电阻的大小影响驱动波形的上升、下降速率，需要合理选择该电阻的大小，一般情况下，该电阻小于100Ω。

本实验中，栅极电阻选择20Ω 1／2W大小的阻值。

另外，IGBT的引线过长容易引起振荡，因
此，在线路中，其电阻的接入应尽量靠近IGBT。

整个驱动电路系统如图4-12所示：
驱动电路结构
4、过电流保护设计
芯片内有一个电流比较器，其同相端接电流检测端C／S+(pin 5)，反向端在内部接了个2．5V电压。

当C／S+电压超过2．5V时，电流比较器输出高电平，使输出级全部为低电平，封锁输出，同时，将软起动脚的电压拉到0V，使输出级移相角为0°。

当C／S+电压低于2．5V 后，电流比较器输出低电平，开启输出，软起动电路开始工作。

5、欠压保护设计
芯片内具有欠电压封锁功能。

发生欠电压封锁时，所有输出端均为低电平，一直到电源电压达到10.75门限值。

为了提高欠电压封锁的可靠性，通常欠电压封锁门限制滞后1.5v，即当电源电压下降到9.25时，欠电压封锁电路仍工作。

该器件还具有过电流保护功能，过电流故障发生后70ns内，全部输出级都能转入判断状态。

过电流故障消除后，器件能重新开始工作。

三、电磁兼容设计
开关电源的电磁兼容性设计主要包括电源设备的抗电磁干扰能力和降低设备的电磁干扰，一般主要有两种设计方法：直接加入滤波器，输出滤波器火屏蔽装置，使其达到国际或国家允许干扰值的标准；二是利用电磁兼容理论进行设计及计算，是辐射出去的电磁能量尽量低或者加价能量反馈装置把能量反馈回电源。

（1）尽量采用反向恢复时间短的整流二极管（如肖特基二极管）；以及在二次侧输出端采用缓冲吸收电路来改善震荡；或在开关管集电极回路串联LRCD网络，如图是限制开关功率管变化速率常用的两种网络，其中图2（b）中的电感L可限制集电极电流的上升速度，并联于L两端的RCD回路能防止电路引起振荡。

（2）主回路最好选用软开关模式，尽量避免采用硬开关模式，特别是设计较大功率的电源时，两者产生的电磁干扰存在明显的差异。

（3）在输入和输出端采用滤波装置（包括电源滤波器和EMI滤波器），EMI吸收磁环及高频去耦电容等措施。

EMI吸收磁环不仅可以抑制信号线，电源线上的噪声和尖峰干扰，还可以吸收静电脉冲。

而去耦电容可以吸收掉高频器件在电源板上引起的高频辐射噪声。

（4）采用带屏蔽层的变压器，由于高频变压器设计的一个重要指标就是尽量减少它的漏磁通引起的对外辐射噪声，因此，除采取增强其耦合性的一些常规设计外还可在初次极间引起静电屏蔽层或整体进行电磁场屏蔽。