第13章-反馈电压与跨导放大器
运算放大器
运算放大器AD组组会专题：放大器by- Linzlun运放与OTA总共有四种放大器，电压放大器，电流放大器，跨导放大器，跨阻放大器。
对于ADC而言，常用的有电压放大器（OPAMP）以及跨导放大器（OTA）。
两种放大器的不同在于其输出阻抗，这决定了其应用的场合。
而OTA通常驱动电容，OPamp则可以驱动电阻（阻抗低），起到传递电压的作用。
在ADC中，开关电容电路用OTA，而基准的buffer则需要强大的驱动能力，用OPamp。
两者的关系可以等效为：如果用OTA驱动电阻，由于其高增益都是靠高的ro来获得，但是与输出（反馈）电阻并联后，就会变得很小，因而损失增益。
运算放大器 2019/9/19运算放大器 2019/9/19运算放大器 2019/9/19运算放大器 2019/9/19上述各类的对比：运算放大器 2019/9/19由于增益压缩效应，会使得输出大的时候，增益会变小，这是大信号特性，是没有办法通过小信号模型仿出来的，需要单独拉出来做仿真验证。
运算放大器 2019/9/19P管与N管的输入电阻阻抗曲线。
本增增益与Vds曲线。
可以看出Vds工作点会直接影响到其本增增益。
因而需要与输出摆幅折中，设置合适的Vds运算放大器 2019/9/19对于管子尺寸的选取，由于实际应用中的模型比书本上模型复杂很多，直接用萨方程算出来的尺寸与仿真的结果会有较大的误差。
因而实际应用中并不会采用用公式算的方法，有种快速获得尺寸的方法gm/Id的方法。
不过在这里不做具体说明。
这里是gm/Id的演示。
运算放大器 2019/9/19运算放大器 2019/9/19如何设计一个运放？以下面这个电路为例子：1. 确定运放的需求即运放的增益，带宽，摆幅等。
这边要根据具体的应用去推了。
运算放大器 2019/9/19总的来说，直流增益看所需要的精度，然后用闭环下去推，而带宽根据稳定时间用单极点的稳定模型去推。
2. 选结构：参考上面所将的内容3.将开环电路搭出来由于采用差分电路，这边在一开始搭的时候就需要共模反馈电路，不过采用的是理想的共模反馈从而确定电路的直流工作状态。
低电压低功耗伪差分两级运算跨导放大器设计
低电压低功耗伪差分两级运算跨导放大器设计肖莹慧【摘要】为了满足电池供电设备低功耗、低电压的要求,提出一种用于超低电压和低功率混合信号应用的、基于米勒补偿的两级全差分伪运算跨导放大器(OTA).该放大器电路使用标准的0.18μm数字CMOS工艺设计,利用PMOS晶体管的衬体偏置减小阈值电压,输入和输出级设计为AB类模式以增大电压摆幅.将输入级用作伪反相器增强了输入跨导,并采用正反馈技术来增强输出跨导,从而增大直流增益.在0.5V电源电压以及5pF负载下对放大器进行模拟仿真.仿真结果表明,当单位增益频率为35 kHz时,OTA的直流增益为88dB,相位裕量为62°.与现有技术相比,所提出的OTA品质因数改善了单位增益频率和转换速率,此外,其功耗仅为0.08μW,低于其他文献所提到的OTA.【期刊名称】《沈阳工业大学学报》【年(卷),期】2018(040)004【总页数】5页(P431-435)【关键词】低电压低功耗;伪差分两级OTA;0.18μmCMOS技术;AB类模式;米勒补偿;正反馈技术;单位增益频率;转换速率【作者】肖莹慧【作者单位】中南财经政法大学武汉学院, 武汉430000【正文语种】中文【中图分类】TN432对于电池供电的应用产品(如生物医学植入式设备、无线传感器网络和微系统)，如何降低功耗是极其重要的[1].为了满足低功耗低电压要求，人们通常使用工作在弱反型(或亚阈值)区域中的MOS晶体管[2].随着薄氧化物技术的发展，为了避免击穿并保持器件的可靠性，人们减少了电源电压，短沟道器件的阈值电压(Vth)也相对于电源电压按比例缩小.短沟道器件倾向于短沟道效应(SCE)，这种效应降低了放大器的固有增益，使单级放大器难以获得高增益[3-4].MOS晶体管配置的共射共基放大器因有限的电源电压倾向于减小摆动而不能使用.与串联晶体管相比，具有公共栅极的堆叠复合(自共栅)晶体管[5]能够提供较小的输出电压和高电阻值，通过级联多个增益级可实现高增益，但需要额外的补偿电路，且每个增益级需要额外的功率补偿[6-7].米勒补偿[8-11]是两级运算跨导放大器(OTA)较为简单和流行的补偿技术，嵌套式米勒补偿将包含两级以上放大器，其在两个高阻抗节点之间放置一个补偿电容(CC).由于从输入级到输出节点的前馈路径将产生正(右手平面)零点，这会降低相位裕量并使OTA不稳定.为了改善OTA的稳定性，可以消除零点或将零点置于较高频率处.而为了将零点置于较高频率处，第二级放大器则需要较大的偏置电流，这增加了放大器的总功耗.有两种技术可使正零点无效，一种技术是将米勒电阻(RC)与CC串联；另一种技术则是通过在CC和输出节点之间放置电压(电流)缓冲器来断开正向通路[12-13].但用于低频OTAs和电压(电流)缓冲器中的大量芯片会增加额外的功耗.近年来，众多低压电路均利用了衬底驱动晶体管，例如差分放大器、电流镜、电压基准和缓冲器等[8-9].衬体驱动晶体管能够工作在低电压条件下，但其衬底跨导、本征增益较小，而输入电容较大.在文献[5]中已实现了基于自级联的OTA，但其品质因数较小；文献[1]中使用三阱CMOS技术实现了伪两级栅极驱动和衬体驱动OTA，但三阱技术的需求和额外的制造步骤导致了成本增加.这些OTAs使用电阻共模反馈电路不仅降低了输出电阻值，且增大了芯片的面积.本文提出一种低功耗、高增益的伪全差分二级OTA，OTA的输入和输出级处于AB类模式，意味着所有晶体管将驱动输入信号，从而提高压摆性能.OTA的输入级用作伪反相器，其增强了输入跨导(gmⅠ)，采用正反馈技术来增强输出跨导(gmⅡ).本文所提出的OTA工作电压为0.5 V，负载电容为5 pF.1 米勒补偿伪两级运算跨导放大器1.1 主放大器单级共源共栅电路拓扑结构中不适合设计工作在低电压下的大摆幅高增益放大器，相反，通常采用多级拓扑结构来实现期望的增益和输出摆动，可通过MOS晶体管的级联以及多个增益的级联来降低输出电导或增加MOSFET的输入跨导，以增加增益值[10].不同增益增强技术均有其优缺点，级联对于低电压电路不可用，多级需要补偿且每级会产生额外功率，电导可通过增加MOSFET的沟道而减小，但其增大了寄生电容.本文所提出的伪运算跨导放大器基于低电源电压，并且通过改善每个级的跨导而不增加分支中的电流来增强增益.此外，本文的OTA设计采用AB类模式以提高电压摆幅与增益.图1为米勒补偿二级伪运算跨导放大器的电路图.图1中，UIN和UIP为反相和同相输入端，UON和UOP为运算跨导放大器的输出节点.放大器第一级由伪差分对M1A-M1B、交叉耦合晶体管M2A与M4B以及M2B与M4A组成，所有晶体管偏置在亚阈值区域.在交叉耦合模式下，电压缓冲电路M2A-M2B，M4A-M4B将输入反馈到M3A-M3B.交叉耦合配置充当电压缓冲器，且其输出反馈到M3A-M3B的栅极，由于耦合配置，输入跨导将得到改善.输入级PMOS晶体管的衬底偏置电压低于衬底电压，以减小阈值电压.输入级的公共输出节点电压等于连接PMOS M4A-M4B晶体管的栅极电压，由于该种配置消除了共模反馈电路(CMFB)，为了避免额外的制造步骤，OTA中NMOS晶体管的所有衬底连接到地.第二级放大器的交叉耦合(M6A-M6B，M8A-M8B)配置与第一级放大器的交叉耦合配置类似.M8A-M8B衬底连接为正反馈模式，作为共源放大器.总输出级跨导等于输出级PMOS M7A-M7B晶体管的跨导乘以交叉耦合共源结构的增益AVCF，这有助于增强增益，并可保持右半复平面(RHP)零点处于较高频率，以提高相位裕量.交叉耦合共源结构的增益为(1)式中，gmK、gmbK和gdsK为第K个晶体管的栅极跨导、衬底跨导及漏极电导.图1所示电路中，晶体管MKA的所有参数等于晶体管MKB.图1 米勒补偿的二级伪运算跨导放大器电路图Fig.1 Circuit diagram of two-stage pseudo-OTA with Miller compensation差分模式下伪运算跨导放大器的总增益为(2)(3)gmⅡ=gm5+(gm7+gmb7)·(4)1.2 共模放大器对于全差分放大器，其需要共模反馈将输出节点稳定到所需的值，一般等于中间电源电压.这里二极管连接MOS放置在输入和输出级，设置共模电压等于中间电容值.二极管连接的MOS栅极电压等于共模电压，施加的差分信号的输入和输出跨导是单独的MOS跨导的总和.输入有效跨导gmⅠC和输出有效跨导gmⅡC及共模增益AVCM表示为(5)gmⅡC=gm5-(gm7+gmb7)·(6)(7)1.3 频率补偿米勒补偿是一种用来补偿两级放大器的技术，使用该技术可以在分裂极点的两个高阻抗节点之间插入补偿电容.由于从输入级到节点的前馈将产生正零点，这降低了相位裕量.本文所提出的运算跨导放大器使用米勒补偿技术来使放大器稳定，这里通过使零点保持在较高频率实现期望的相位裕量.第二级放大器需要较大的跨导，其由正反馈交叉耦合配置得到增强.米勒补偿运算跨导放大器的极点和零点分别为(8)Pnd(9)(10)式中：R1、R2为输入和输出级的输出电阻；Pd、Pnd为主极点和非主极点；PZ 为RHP零点.图1中经过米勒补偿的OTA单位增益频率为(11)2 模拟结果2.1 基本特性本文所提出的OTA基于Cadence Virtuoso环境设计，使用UMC 0.18 μm数字CMOS技术进行模拟.为了观察OTA的开环增益和相位性能，设置负载电容(CL)为5 pF来对放大器电路进行模拟.放大器的频率特性模拟结果如图2所示，可以看出，OTA增益为88 dB，单位增益频率为35 kHz，相位裕量为62°.图3显示了共模和电源抑制响应特性.由图3可以得出，放大器的共模抑制比(CMRR)约为94.5 dB，因为在第二级配置中的正反馈用作共模信号的负反馈，这导致在输出节点处共模增益较小，所提出的OTA对共模和电源信号不敏感.伪差分OTA的输入参考噪声特性如图4所示，OTA的噪声特性主要取决于输入级跨导，其输入级跨导是常规差分配置放大器的两倍，噪声抑制效果较好.图5显示了负载电容(CL)为5 pF，电源电压为0.5 V时，本文所提出的伪OTA大信号脉冲响应.当误差为0.1%和0.01%时，建立时间分别为40 μs和160 μs.图2 频率特性模拟结果Fig.2 Simulation results of frequency characteristics图3 共模和电源抑制响应模拟结果Fig.3 Simulation results of common mode and power supply rejection response图4 输入噪声响应特性模拟结果Fig.4 Simulation results of input noise response characteristics图6为本文所提出的OTA在单位反馈增益模式下的共模范围特性.当输入电压为0.1～0.4 V时，其具有线性范围，完全可以满足低频应用.图5 单位增益模式下大信号脉冲响应模拟结果Fig.5 Simulation resultsof large signal impulse response under unity gain mode图6 单位增益模式下输入共模范围模拟结果Fig.6 Simulation results of input common-mode range under unity gain mode2.2 性能比较表1对几种OTA的主要参数进行了对比，FOM1表示单位增益品质因数，FOM2表示转换速率品质因数.由表1可知，本文所提出的放大器在增益、噪声、单位增益频率(UGF)和电源抑制比(PSRR)方面均显示出更优的性能，品质因数(FOM)也高于其他OTA.其中，电源电压为0.5 V，FOM1和FOM2分别为109、231，均为其他OTA的两倍以上.另外，直流增益高达88 dB，而功耗仅为0.08 μW，远远低于其他OTA功耗.3 结论本文提出了一种低电压低功耗CMOS伪差分两级运算跨导放大器(OTA)，该放大器基于AB类拓扑结构，其中输入馈送到输入晶体管.为了避免低增益问题，在第二级放大器中采用正反馈技术提高了OTA的增益和稳定性，同时获得较小的电流及较大的跨导.与之前文献所提出的OTA相比，本文提出的OTA显示出更好的品质因数(FOM1和FOM2).同时，文中使用5 pF负载电容和0.5 V电源电压对OTA进行模拟，模拟结果显示，本文提出的OTA在35 kHz的单位增益频率下直流增益高达88 dB，相位裕量为62°.此外，输入参考噪声特性模拟结果显示，该OTA在低频下具有更好的闪烁噪声性能，且在1 kHz下的输入参考噪声有益于在生物医学中应用.该OTA在0.5 V电源电压下功耗为0.08 μW，远小于文献中其他OTA的功耗.表1 伪OTA与其他文献中的OTA模拟仿真结果对比Tab.1 Comparison in simulation results of pseudo-OTA and OTA in other literatures方法电源电压VCMOS技术直流开环增益dBUGFMHz相位裕量(°)压摆率(+/-)(V·μs-1)输入噪声(μV·Hz-1/2)CMRRdB本文0.50.18μm(双阱)88.0 0.035620.074/-0.0870.150(@1kHz)94.5(@1Hz)文献[9]0.550nm74.04.800493.4000.059(@1MHz)106.0(@5kHz)文献[5]1.0SOI45nm55.9656.00061500.000-63.0(@10kHz)文献[11]0.80.18μm(双阱)51.00.04065 0.1200.057(@1MHz)65.0(@1Hz)方法PSRR+dBPSRR-dB稳定时间μs负载电容pF总电流μA功耗μWFOM1FOM2本文84.5(@1Hz)110.5(@1Hz)160(0.01%)5.0 0.16 0.08109.0231.0文献[9]81.0(@5kHz)-0.53(0.1%)20.0200.00100.0048.034.0文献[5]60.0-0.07(1.0%)0.3620.00620.0031.724.2文献[11]---10.01.251.0032.096.0参考文献(References)：【相关文献】[1] Ragheb A N，Kim H W.Ultra-low power OTA based on bias recycling and subthreshold operation with phase margin enhancement [J].Microelectronics Journal，2017，47(3)：94-101.[2] Wang H J，Wang C H，He H Z，et al.A low-power voltage reference source based on sub threshold MOSFETs [J].Microelectronics Journal，2011，41(5)：654-657.[3] Shim J，Yang T，Jeong J.Design of low power CMOS ultra wide band low noise amplifier using noise canceling technique [J].Microelectronics Journal，2013，43(9)：821-826.[4] Akbari M，Hashemipour O.Enhancing transconductance of ultra-low-power two-stage folded cascode OTA [J].Electronics Letters，2014，50(21)：1514-1516.[5] 徐少波.一种基于信号处理的光纤液体温度传感器 [J].沈阳工业大学学报，2005，27(1)：77-79. (XU Shao-bo.An optical fiber liquid temperature sensor based on signal processing [J].Journal of Shenyang University of Technology，2005，27(1)：77-79.)[6] Gomez H，Espinosa G.55 dB DC gain，robust to PVT single-stage fully differential amplifier on 45 nm SOI-CMOS technology [J].Electronics Letters，2014，50(10)：737-739.[7] Garimella A，Furth P M.Frequency compensation techniques for op-amps and LDOs：a tutorial overview [J].Midwest Symposium on Circuits & Systems，2011(7)：1-4.[8] 薛超耀，韩志超，欧健，等.一种恒跨导轨对轨CMOS运算放大器的设计[J].电子科技，2013，26(9)：121-123.(XUE Chao-yao，HAN Zhi-chao，OU Jian，et al.A design of electronic technology，constant cross rail to rail CMOS operational amplifier [J].Electronic Science and Technology，2013，26(9)：121-123.)[9] Wu D，Gao C，Liu H，et al.A low power double-sampling extended counting ADCwith class-AB OTA for sensor arrays [J].IEEE Transactions on Circuits & Systems I：Regular Papers，2015，62(1)：29-38.[10]吴贵能，周玮.一种两级CMOS运算放大器电源抑制比提高技术 [J].重庆邮电大学学报(自然科学版)，2010，22(2)：209-213.(WU Gui-neng，ZHOU Wei.PSRR improvement technique for two-stage CMOS operational amplifier [J].Journal of Chongqing University of Posts and Telecommunications(Natural Science Edition)，2010，22(2)：209-213.)[11]田锦明，王松林，来新泉，等.一种新颖的OTA结构的数模转换器 [J].电子科技，2006(3)：13-16.(TIAN Jin-ming，WANG Song-lin，LAI Xin-quan，et al.A novel digital to analog converter with OTA structure [J].Electronic Science and Technology，2006(3)：13-16.)[12]Mirvakili A，Koomson V J.Passive frequency compensation for high gain-bandwidth and high slew-rate two-stage OTA [J].Electronics Letters，2014，50(9)：657-659.[13]Valero M，Celma S，Medrano N，et al.An ultra low-power low-voltage class AB CMOS fully differential opamp [J].IEEE International Symposium on Circuits & Systems，2012，57(1)：1967-1970.。
电压反馈放大器与电流反馈放大器的区别
电压反馈放大器与电流反馈放大器的区别1.电压反馈放大器与电流反馈放大器的区别：1.带宽VS增益电压反馈型放大器的-3DB带宽由R1、Rf和跨导gm共同决定，这就是所谓的增益帯宽积的概念，增益增大，带宽成比例下降。
同时运放的稳定性有输入阻抗R1和反馈阻抗Rf共同决定。
而对于电流反馈型运放，它的增益和带宽是相互独立的，其-3DB带宽仅由Rf决定，可以通过设定Rf得到不同的带宽。
再设定R1得到不同的增益。
同时，其稳定性也仅受Rf影响。
2.反馈电阻的取值电流型运放的反馈电阻应根据数据手册在一个特定的范围内选取，而电压反馈型的反馈电阻的选取就相对而言宽松许多。
需要注意的是电容的阻抗随着频率的升高而降低，因而在电流反馈放大器的反馈回路中应谨慎使用纯电容性回路，一些在电压反馈型放大器中应用广泛的电路在电流反馈型放大器中可能导致振荡。
比如在电压反馈型放大器我们常会在反馈电阻Rf上并联一个电容Cf来限制运放的带宽从而减少运放的带宽噪声（Cf也常常可以帮助电压反馈型放大器稳定），这些如果运用到电流反馈放大器上，则十有八九会使你的电路振荡。
3.压摆率当信号较大时，压摆率常常比带宽更占据主导地位，比如同样用单位增益为280MHZ的放大器来缓冲10MHZ，5V的信号，电流反馈放大器能轻松完成，而电压反馈放大器的输出将呈现三角波，这是压摆率不足的典型表现。
通常来说，电压反馈放大器的压摆率在500V每us,而电流反馈放大器拥有数千V每us.4.如何选择两类芯片a,在低速精密信号处理中，基本看不到电流反馈放大器的身影，因为其直流精度远不如精密电压反馈放大器。
b.在高速信号处理中，应考虑设计中所需要的压摆率和增益帯宽积；一般而言，电压反馈放大器在10MHZ以下，低增益和小信号条件下会拥有更好的直流精度和失真性能；而电流反馈放大器在10MHZ以上，高增益和大信号调理中表现出更好的带宽和失真度。
当下面两种情况出现一种时，你就需要考虑一下选择电流反馈放大器：1，噪声增益大于4；2，信号频率大于10MHZ。
(完整word版)跨导运算放大器的设计
跨导运算放大器的设计一、实验任务1-1 实验目的学会使用数模混合集成电路设计仿真软件Hspice ；学会按要求对电路的参数进行调整；学会对工艺库进行参数提取；学会用提取的参数进行手工计算分析并与仿真得出的参数进行比较。
通过上述实践达到对之前所学《模拟集成电路原理与设计》理论课程内容的更深入的理解和掌握，以及初步掌握模拟集成电路设计的方法和步骤，使学生能较快适应未来模拟集成电路设计的需求。
1-2 实验任务：设计一个跨导运算放大器（1） VDD=1.8 V, 使用models.mdl 库文件，1:B 是指两个管的w/L 之比，I bias =54A ，试调整各个管的参数，使该运放的放大倍数A V =inip noutv v v ->60，而且同时满足增益带宽积GBW>100 MHz ，相位裕度PM>65 o C ，并且最优指数totalLI C GBW FOM •=>0.422，可先参照一个样板仿真文件ota.sp 和C LB : 1 1 : Bota_test.sp ，然后自己调整；（2） 仿真各指标满足要求后，自行设计参数提取电路进行电路中的各个部分晶体管的参数提取，然后进行手算分析。
将分析结果与实际仿真结果进行比较；（3） 尽你所能调整除 VDD 之外的其他参数，包括I bias 来提高FOM ，最高能提高到多少？最后提交一个word 电子文档，包括参数提取过程、手算分析过程、电路图（带管子参数）、仿真波形图、及相关详尽的说明。
二、实验内容2-1 问题12-1-1参数分析•增益Av由out m V BR g A 10=，m g = 34||out o o R r r = ，333,EN o d V L r I =444EP o d V Lr I =B= (W 3/L 3)/(W 2/L 2)则43432233111//)/(2d d PN EN d ox out m v I I L L V V L W L W I L W uC BR g A ⨯⨯==所以，可通过增大M1的宽长比，增大L4的大小，以及提高M3和M2的沟道宽长比之比B 来提高放大增益V A 。
模拟电路基础-互阻放大器 跨导放大器
Vi ) Ri (1 Ag Br )
→电压求和负反馈增大了输入电阻
输出电阻：
It
Vt Ro
AgVi
Vt Ro
Ag Br It
Rof
Vt It
Ro (1 Ag Br )
→电流取样负反馈增大了输出电阻
闭环跨导增益：Agf
Io Vs
Ag 1 Ag Br
二.实际跨导放大器的分析 1. 实际模型
Ar
Vo'
I
' i
显然首先需要求解R11和R22。
① R11求解（反馈网络对输入端的负载效应）
→R11是无反馈时从反馈网络输入端看进去的等效电阻。 要让反馈网络不起作用，则需将输出端短路， 无取样电压信号（输出端并联短路）。
R11
1 y11
V1 I1
V2 0
y11是反馈网络端口2短路时，由端口1视入的电阻。
② R22求解（反馈网络对输出端的负载效应）
→R22是无反馈时从反馈网络输出端看进去的等效电阻。
要让反馈网络不起作用，则需将输入端短路， 无输入电压信号（输入端并联短路）。
R22
1 y22
V2 I2
V1 0
R22是反馈网络端口1短路时，由端口2视入的电阻。
对于电压取样电流求和负反馈放大器： 当反馈网络端口2或端口1短路时，反馈就消失了。
Chap7 负反馈技术
反馈放大器模型
一. 理想模型 基本放大器和反馈网络都具有单向传输性能； 反馈网络对基本放大器无负载效应； 信号源内阻和负载不影响基本放大器参数。
二. 实际模型的A、B电路
反馈网络是基本放大器的负载； 源内阻和负载电阻也会影响交流参数； 基本放大器有反向传输效应（可忽略）； 反馈网络有前向传输效应（可忽略）；
电压反馈和电流反馈运算放大器的比较
阻 R 2 和内部电路 C P 决定, 而与增益设置电阻 R 1 无 体管匹配, 将不会产生失调电压。
关。 因此, CFB 放大器适用于带宽可编程放大器。
两个输入端是两个晶体管的基极。 虽然基极电
由(10) 式还可以看出, 对于 CFB 放大器, 如果 流 (偏置电流) 的绝对大小会随工艺及温度的变化而
(S ichuan Institu te of S olid 2S ta te C ircu its, C h ina E lectron ics T echnology G roup C orp ora tion, C hong qing 400060, P 1 R 1 C h ina)
Abstract: D ifferences betw een cu rren t feedback (CFB ) and vo ltage feedback (V FB ) op erational am p lifiers are
V o l133, № 2 A p r12003
文章编号: 100423365 (2003) 0220132204
电压反馈和电流反馈运算放大器的比较
庞佑兵, 梁 伟
(中国电子科技集团公司 第二十四研究所, 重庆 400060)
摘 要: 从闭环特性、开环特性、输入级、噪声等几个方面, 对电流反馈 (CFB ) 放大器和电压反馈 (V FB ) 放大器进行了详细的比较, 得出了 CFB 放大器和 V FB 放大器的一些基本特性和应用场合。 通过对这两种电路的比较, 有助于电路设计师在实际应用中选择最适合自己要求的运算放大 器。
CFB 放大器的开环跨导增益 Z (s) 均为无穷大。 因 此, 对于同相放大器, 其电路的理想传输特性推导如 下:
跨阻放大器基本原理
跨阻放大器基本原理
跨阻放大器是一种电子放大电路，利用跨阻效应来放大信号。
跨阻效应是指当一个二极管的输入信号变化时，其跨阻（即输入电
压与输出电流的比值）也会相应地变化。
基本原理是利用这种二极
管的特性来实现信号放大。
跨阻放大器通常由两个二极管和一个负反馈电阻组成。
其中一
个二极管被用作输入，另一个二极管被用作输出。
当输入信号作用
于输入二极管时，它会引起输出二极管中的电流变化，从而产生输
出信号。
负反馈电阻则用来控制放大器的增益和稳定性。
在工作时，跨阻放大器的输入信号会引起输入二极管的电流变化，这个变化的电流会通过负载电阻产生相应的输出电压。
由于二
极管的非线性特性，这个输出电压将是输入信号的放大版本。
负反
馈电阻的作用是将一部分输出信号反馈到输入端，以控制放大器的
增益和稳定性。
跨阻放大器的优点包括简单的电路结构和较宽的频率响应范围。
它们通常用于射频和微波电路中，因为它们对于高频信号具有良好
的放大特性。
但是，由于二极管的非线性特性，跨阻放大器在一些
应用中可能会产生失真，因此在设计和应用时需要仔细考虑。
总的来说，跨阻放大器的基本原理是利用二极管的跨阻效应来实现信号放大，通过合理设计电路结构和负反馈来控制放大器的增益和稳定性。
它在高频电路中有着重要的应用，但在实际应用中需要注意其非线性特性可能导致的失真问题。
OTA电压放大器设计
1 绪论跨导型集成运算放大器随着电流模型信号处理方法的兴起引起了人们的关注，其电路设计和应用正在成为一个活跃的研究领域。
跨导型放大器是一种电压输入、电流输出的电子放大器。
跨导型放大器不仅结构紧凑电路简单，而且可消除极间电容借助密勒效应对高频性的干扰，使增益和带宽彼此独立，可以兼得，这是以前的电压型运放一直做不到的。
由于电流量具有很强的信号处理能力，例如，模拟电子技术中的几种最基本信号处理功能（加/减、乘、积分等），用电流信号实现比用电压信号简单得多，因此，具有电流输出量的跨导型放大器在未来电子电路系统中将扮演重要而恰当的角色。
从传统电压运算放大器与电流模式运算放大器在结构和性能上区别比较，实现电流模式电路的新型集成电路比电压模式更优越。
从电网络角度来看, 电子放大器是一种线性受控电源。
按照控制量、受控量是电压还是电流划分, 存在四种受控电源, 即人们熟知的电压控制电压(VCVS)、电压控制电流源(VCCS)、电流控制电压源(CCVS)、电流控制电流源(CCCS)。
与之对应的器件为: 电压型集成运算放大器(VOA)、跨导型运算放大器(OTA )、电流反馈运算放大器(CFA ) 和电流传输器(CC)。
在四种放大器中, 前三种已有集成产品, 其中OTA 和CFA目前很流行, 电路工作者正在开发它们的应用电路。
电流传输器(CC) 目前正处于实验阶段, 相信不久将有产品出售。
这四种放大器各有所长, 各有所用, 互相补充, 共同发展, 形成一个完整的电子放大器家族。
在模拟信号处理中, 信号的放大是最基本的运算。
在早期, 放大电路是根据具体电路来优化设计的。
但对于电路的设计者和集成厂家, 设计电一般遵循的两个原则是: (1) 使用高增益模拟放大器。
应用这种放大器外加反馈网络, 可精确并简单地实现许多模拟电路的功能；(2) 低成本, 以获取最大的经济效益。
电压运算放大器就是基于这两个原则发展起来的运算放大器, 并一直主宰着模拟系统。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
11
在输入/输出端的并联与串联
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
12
并联反馈降低阻抗
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
13
串联反馈增加阻抗
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
14
输入与输出阻抗
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
15
并联与串联反馈
• 并联反馈
– 低阻抗:高带宽
• 串联反馈
42
可调谐反馈
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
43
通过反馈降低失真
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
44
低通滤波
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
45
高频自举
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
46
两输出的单晶体管反馈
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
47
本讲内容
• 定义 • 电压放大器的串-并反馈 • 跨导放大器的串-串反馈
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
48
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
6
CMOS并-并反馈对
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
7
双极型并-并反馈对
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
8
回路增益或者回转比
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
9
串-并反馈结构
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
10
回路增益计算
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
– 增加阻抗 : 节点极点变小
• 输出并联有利与到下一级的互联 • 输出串联的作用象一个电流源
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
16
用于传感器的并联与串联反馈
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
17
本讲内容
• 定义 • 电压放大器的串-并反馈 • 跨导放大器的串-串反馈
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
23
串-并反馈对: 串联输入
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
24
串-并反馈对: 增益输入对
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
25
串-并反馈对: 输入与输出阻抗
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
26
串-并反馈对: 回路增益
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
27
串-并反馈对: 输出负载
反馈电压与跨导放大器
本讲内容
• 定义 • 电压放大器的串-并反馈 • 跨导放大器的串-串反馈
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
2
理想反馈
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
3
并-并反馈结构
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
4
回路增益或者回转比的计算
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
5
回路增益的另外计算方法
18
ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ联-并联反馈结构
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
19
串-并反馈结构: 回路增益
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
20
串-并反馈结构: 输入阻抗
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
21
串-并反馈结构: 输出阻抗
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
22
串-并反馈对: 回路增益
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
37
三级串-串反馈
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
38
三级串-串反馈
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
39
三级串-串反馈
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
40
非理想单晶体管反馈
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
41
通过反馈降低失真
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
28
串-并反馈对: 带有电阻R的输出负载
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
29
BiCMOS串-并反馈对
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
30
带电阻的串-并反馈对
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
31
本讲内容
• 定义 • 电压放大器的串-并反馈 • 跨导放大器的串-串反馈
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
32
串-串反馈: 增益
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
33
串-串反馈: 输出与输入电阻
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
34
带有负载电阻的串-串反馈
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
35
理想电流源
大规模模拟集成电路 （第 13 讲）
36
串-串反馈: 双输出