开关稳压电源(E题)
开关稳压电源（E题）
摘要
本系统以Boost升压斩波电路为核心，以MSP430单片机为主控制器和PWM信号发生器，根据反馈信号对PWM信号做出调整，进行可靠的闭环控制，从而实现稳压输出。系统输出直流电压30V～36V 可调，可以通过键盘设定和步进调整，最大输出电流达到2A，电压调整率和负载调整率低，DC-DC变换器的效率达到93.97%。能对输入电压、输出电压和输出电流进行测量和显示。
系统特色：1）输出电压反馈采用“同步采样”方式，能有效避免电压尖峰对信号检测的影响。2）采用多种有效措施降低系统的电磁干扰（EMI），增强电磁兼容性（EMC）。3）具有完善、可靠的保护功能，如：过流保护、反接保护、欠压保护、过温保护、防开机“浪涌”电流保护等，保证了系统的可靠性。
1方案论证
1.1DC-DC主回路拓扑
方案一间接直流变流电路：结构如图1-1所示，可以实现输出端与输入端的隔离，适合于输入电压与输出电压之比远小于或远大于1的情形，但由于采用多次变换，电路中的损耗较大，效率较低，而且结构较为复杂。
方案二 Boost升压斩波电路：拓扑结构如图1-2所示。开关的开通和关断受外部PWM信号控制，电感L将交替地存储和释放能量，电感L储能后使电压泵升，而电容C可将输出电压保持住，输出电压与输入电压的关系为UO=(ton+toff)，通过改变PWM控制信号的占空比可以相应实现输出电压的变化。该电路采取直接直流变流的方式实现升压，电路结构较为简单，损耗较小，效率较高。
E L
C U
O
R L
VD
图1-1 间接直流变流电路
图1-2 Boost升压斩波电路拓扑结构
综合比较，我们选择方案二。
1.2 控制方法及实现方案
方案一 利用PWM 专用芯片产生PWM 控制信号。此法较易实现，工作较稳定，但不易实现输出电压的键盘设定和步进调整。
方案二 利用单片机产生PWM 控制信号。让单片机根据反馈信号对PWM 信号做出相应调整以实现稳压输出。这种方案实现起来较为灵活，可以通过调试针对本身系统做出配套的优化。但是系统调试比较复杂。
在这里我们选择方案二。 1.3 系统总体框图
1） B oost 升压斩波电路中开关管的选取：电力晶体管（GTR ）耐压高、工作频率较低、开关损耗大；电力场效应管（Power MOSFET ）开关损耗小、工作频率较高。从工作频率和降低损耗的角度考虑，选择电力场效应管作为开关管。 2） 选择合适的开关工作频率：为降低开关损耗，应尽量降低工作频率；为避免产生噪声，工作频率不应在音频内。综合考虑后，我们把开关频率设定为20kHz 。 3） B oost 升压电路中二极管的选取：开关电源对于二极管的开关速度要求较高，可从快速恢复二极管和肖特基二极管中加以选择。与快速恢复二极管相比，肖特基二极管具有正向压降很小、恢复时间更短的优点，但反向耐压较低，多用于低压场合。考虑到降低损耗和低压应用的实际，选择肖特基二极管。 4） 控制电路及保护电路的措施：控制电路采取超低功耗单片机MSP430，其工作电流仅280μA ；显示采取低功耗LCD ；控制及保护电路的电源采取了降低功耗的方式，具体实现见附录图2，单片机由低功耗稳压芯片HT7133单独供电。
2 电路设计与参数计算
2.1 Boost 升压电路器件的选择及参数计算
B oost 升压电路
包括驱动电路和Boost 升压基本电路，如图2-1所示。
2.1.1 开关场效应
管的选择
选择导通电阻小的IRF540作为开关管，其导通电阻仅为77m Ω（V GS =10V, I D =17A ）。IRF540击穿电压V DSS 为55V ，漏极电流最大值为28A （V GS =10 V ， 25°C），允许最大管耗P CM 可达50W ，完全满足电路要求。 2.1.2 PWM 驱动电路器件的选择
单片机I/O 口输出电压较低、驱动能力不强，我们使用专用驱动芯片IR2302。其导通上升时间和关断下降时间分别为130 ns 和50 ns ，可以实现电力场效应管的高速开通和关断。IR2302还具有欠压保护功能。 2.1.3 肖特基二极管的选择
选择ESAD85M-009型肖特基二极管，其导通压降小，通过1 A 电流时仅为0.35V ，并且恢复时间短。实际使用时为降低导通压降将两个肖特基二极管并联。 2.1.4 电感的参数计算
1） 电感值的计算： ()2
2
O
O IN O IN B fU mI U U U L -= 其中，m 是脉动电流与平均电流之比取为0.25，开关频率f=20 kHz,输出电压为36V 时，L B =527.48μH ，取530μH 。
2） 电感线径的计算：最大电流I L 为2.5A ，电流密度J 取4 A/mm 2，线径为d,则
由L I d J =2
2
*）（π得d=0.892
mm,工作频率为20kHz,需考虑趋肤效应，制作中采取多线并绕方式，既不过流使用，又避免了趋肤效应导致漆包线有效面积的减小。 2.1.5 电容的参数计算 O
O IN O O B U f U U U I C ?-=
）（
其中，ΔU O 为负载电压变化量，取20 mV,f=20kHz,U O =36V 时,C B =1465μF,取为2000μF ，实际电路中用多只电容并联实现，减小电容的串联等效电阻（ESR ），起到减小输出电压纹波的作用，更好地实现稳压。
2.2 输出滤波电路的设计与参数计算 （见附录） 2.3 控制电路的设计与参数计算
图2-1 Boost 升压电路
(a)PWM 驱动电路 （b ）Boost 升压基本电路
单片机根据电压的设定值和电压反馈信号调整PWM 控制信号的占空比，实现稳压输出，同时，单片机与采样电路相结合，将为系统提供过流保护、过热保护、过压保护等措施，并实现输出电压、输出电流和输入电压的测量和显示。
PWM 信号占空比O
IN U U
D -≈1
当U2=15V ，UO=36V 时，U IN =1.2*U 2-2V=16V ， 最大值D MAX =0.556； 当U2=21V ，UO=30V 时，U IN =1.4*U 2-2V=27.4V ，最小值D MIN =0.087
系统对于单片机A/D 采样精度的要求：题目中最高的精度要求为0.2%，欲达到这一精度，A/D 精度要达到1/500，即至少为9位A/D ，MP430内置A/D 为12位，只要合理设定测量范围，完全可以达到题目的精度要求。
2.4 保护电路的设计与参数计算
2.4.1 过流保护 (共三级) 1） 输入过流保护
在直流输入端串联一支保险丝（250V ，5A ），从而实现过流保护。 2） 输出过流保护
输出端串接电流采样电阻R TEST2，材料选用温漂小的康铜丝。电压信号需放大后送给单片机进行A/D 采样。过流故障解除后，系统将自动恢复正常供电状态。 3） 逐波过流保护
逐波过流保护在每个开关周期内对电流进行检测，过流时强行关断，防止场效应管烧坏。具体实现电路见附录图5（a ）。考虑到MOS 管开通时的尖锋电流可能使逐波过流保护电路误动作，加入如附录图5（b ）所示电路。 2.4.2 反接保护
反接保护功能由二极管和保险丝实现，电路如附录图3（a ）。 2.4.3 过热保护
通过热敏电阻检测场效应管的温度，温度过高时关断场效应管。 2.4.4 防开机“浪涌”保护
用NTC 电阻实现了对开机浪涌电流的抑制，见附录图3（a ）。
2.4.5 场效应管欠压保护
利用IR2302的欠压保护功能，对其电源电压进行检测，使场效应管严格工作在非饱和区或截止区，防止场效应管进入饱和区而损坏。
2.5 数字设定及显示电路的设计
分别通过键盘和LCD 实现数字设定和显示。键盘用来设定和调整输出电压；输出电压、输出电流和输入电压的量值通过LCD 显示。电路接口见附录。
2.6 效率的分析及计算 （U 2=18V,输出电压U O =36V,输出电流I O =2A ）
DC-DC 电路输入电压U IN =1.2*U 2-2V=19.6V ，信号占空比D ≈1-U IN /U O =0.456， 输入电压有效值I IN =I O /（1-D ）=3.676A ， 输出功率P O =U O *I O =72 W 下面计算电路中的损耗P 损耗：
1） Boost 电路中电感的损耗： 12
1DCR I P IN DCR ?=
其中，DCR 1为电感的直流电阻，取为50 m Ω，代入可得P DCR1=0.68 W
2） Boost 电路中开关管的损耗
开关损耗 P SW =0.5*U IN *I IN （t r +t f ）*f
其中，t r 是开关上升时间，为190ns,t f 是开关下降时间，为110ns,f 是开关频率，为20 kHz,代入可得 P SW =0.2160 W
导通损耗 ））（（SNS DSON IN C R R I D P +?=3.12
其中，导通电阻R DSON =77 m Ω，电流感应电阻R SNS 取0.1 Ω，代入得P C =1.23 W 3） 肖特基二极管的损耗
流过二极管的电流值与输出电流I 0相等，则二极管损耗D O D V I P = 其中，I O =2 A,取二极管压降V D 为0.35 V ，代入可得P D =0.7 W 4） 两只采样电阻上的总损耗为0.9 W （计算过程见附录2） 其他部分的损耗约为0.8 W ，具体计算过程见附录2。
综上，电路中的总损耗功率P 损耗=4.5W
DC-DC 变换器的效率η= P O /（P O +P 损耗）=94%
2.7 系统特色：
1．输出电压反馈采用“同步采样”方式，有效地避免了电压尖峰对信号检测的影响。软件滤波可降低毛刺干扰，但不能从根本上减小干扰。 “同步采样”法是根据开关毛刺的可预测性（集中在开关瞬间，持续时间不超过2μS ），在开关管动作后2μS 再采样，避免采到毛刺，提高了反馈信号的准确度和稳定度。
2．采用多种措施降低系统的电磁干扰（EMI ），如：开关频率较低，降低了EMI ；单片机内部的时钟源－压控震荡器（DCO ）采用了‘抖频’技术，使EMI 能量分散在各个频率点上，降低了EMI 的峰值；产生PWM 信号时也使用了‘抖频’技术，即实现了用较少位数的PWM 产生较多的控制阶数，又减少了EMI 。
3．具有多重保护措施，保证了系统的高可靠性。
3 软件设计 （主要流程图如图3-1所示）
图3-1 主要流程图
程序说明:本程序主要通过键盘设定输出电压值,利用PI 算法控制PWM 的占空比，实现电压稳定输出.并且为了减少干扰,软件采用同步采样的方法,即在PWM 上升沿后2微秒,再去采样,这样就可以避免采样到毛刺,进行错误的判断,导致输出电压不稳,再根据一些其它的反馈采样值进行调整,保证系统可以安全可靠稳定的工作。
4 系统测试及结果分析
4.1 测试使用的仪器 （如表4.1所示）
表4.1 测试使用的仪器设备
4.2 测试方法 （连接如图4-1所示）
L
2
4.3 测试数据
4.3.1 电压调整率S U 测试 （测试条件：I O =2A ，U O =36V ）
U 2=15V 时，U O1=35.98V ；U 2=21V 时，U O2=36.13V 。 电压调整率S U =（U O2-U O1）/U O1=0.42%。 4.3.2 负载调整率S I 测试 （测试条件：U 2=18V ，U O =36V ）
I O =0A 时，U O3=36.29V ；I O =2A 时，U O4=36.04V 。 负载调整率S I =（U O3-U O 4）/U O 3=0.69%。
4.3.3 DC-DC 转换器效率η测试（测试条件：I O =2A ，U O =36V ，U 2=18V ）
U IN =19.5V ，I IN =3.88A ；U O =36.00V ，I O =1.975A 。 DC-DC 转换器效率η=U O I O /U IN I IN =93.97%。
4.4 测试结果分析
4.4.1 测试数据与设计指标的比较 （如表4.2所示）
表4.2测试数据与设计指标的比较
图4-1 测试连接图
4.4.2产生偏差的原因
1）对效率等进行理论分析和计算时，采用的是器件参数的典型值，但实际器件的参数具有明显的离散性，电路性能很可能因此无法达到理论分析值。
2）电路的制作工艺并非理想的，会增加电路中的损耗。
4.4.3改进方法
1）使用性能更好的器件，如换用导通电阻更小的电力MOS管，采用低阻电容。2）使用软开关技术，进一步减小电力MOS管的开关损耗；
3）采用同步式开关电源的方案，用电力MOS管代替肖特基二极管以减小损耗；4）优化软件控制算法，进一步减小电压调整率和负载调整率。
5结论
本电路结构简单，功能齐全，性能优良，除个别指标外均达到并超过了题目要求。保护电路完善，使用更安全。使用同步采样技术和多种抗EMI技术使得本电路更加环保。
由于时间紧张，任务较为繁重，本电路尚有不足之处，如输出纹波偏大等。这些都是以后我们努力和改进的方向。
附录1 电路原理图
图2 单片机最小系统
附录 2 效率计算完整过程
电路中的主要损耗已在正文中进行了计算，下面给出其他部分损耗的计算过程：
1. Boost 电路中电容的损耗
图3 保护电路
（a ）输入保护电路 （b ）过热保护电路
图4 输出过流保护电路
图5 逐波过流保护电路
输出电流有效值）（D D I I IN RMS O -??=-113.1 代入数据得 I O-RMS =2.069 A 而电容的损耗 2/2
1ESR I P RMS O CO ?=-
等效串联电阻ESR 取为10 m Ω，代入得P CO1=0.0428 W 2. 输出滤波电路的损耗：
1） 电容的损耗 计算方法与求P CO1相同，可求得P CO2=0.0428 W 2） 电感的损耗 22
2DCR I P O DCR ?=
其中，DCR 2为电感的直流电阻，取为50 m Ω，又I O =2A ， 代入可得P DCR2=0.20 W 3. PWM 驱动部分的损耗
1） 驱动芯片IR2302的静态损耗为12 mW （可忽略）
2） IR2302驱动电路的动态损耗 f C U P QIN GSON 2
5.0=驱动
其中，导通控制电压U GSON =12V ，场效应管输入电容C QON =1.7 nF, f=20 kHz ，代入计算得 P 驱动=2.45 mW （可忽略）
4. 由于设计实现时较多的考虑到降低功耗，控制电路和检测保护电路功耗都较小，总体估算为0.5 W 。
4. 过流保护采样电阻上的损耗 22
2TEST O RTEST R I P =
其中，I O =2A ，R TEST2=0.09Ω，代入可得 P RTEST2=0.36 W 5. 逐波过流保护采样电阻上的损耗 D R I P TEST IN RTEST 12
1=
其中，采样电阻R TEST1=0.087Ω，代入数据计算可得P RTST1=0.536 W
附录 3 输出滤波电路的设计与参数计算
为了降低纹波，采用LC 低通滤波器，取截止频率f L =200 Hz ，电容取470μF ， 由 LC
f L π21=
可得 C
f L L 22
41
π=
代入得L=215.80 μH ，取220μH