D类音频功率放大器的设计方案与测试
D类音频功率放大器设计
滤波拓扑概况用于D类功率放大器的滤波器拓扑共有三种：(1) F B-C，铁氧体磁珠和电容；(2) LC，电感和电容；以及(3) “无滤波器”。
某个特定设计应该选择哪种滤波技术，取决于应用的扬声器电缆长度和PCB布局。
下面是这三种滤波器拓扑的优缺点：FB-C滤波如果扬声器电缆长度适中，FB-C滤波足以满足EMI限制。
与LC滤波相比，F B-C滤波方案更为精简，成本效益更高。
但是，由于只能在频率大于10MHz的情况下生效，F B-C滤波的应用范围受到很大的限制。
而且，在频率低于10MHz的情况下，如果扬声器电缆走线不合理，也会导致传导辐射超标。
LC滤波相比之下，LC滤波可以在频率大约为30kHz的情况下即开始起到抑制作用。
当某设计中所用的电缆线较长，而PCB布局又不是很好时，LC滤波无疑是一个“保险的”选择。
但是，LC滤波需要昂贵而庞大的外部元件，这显然不适合便携式设备。
而且，当频率大于30MHz，主电感会自谐振，还会需要额外的元件来抑制电磁干扰。
“无滤波器”滤波“无滤波器”放大器拓扑是最具成本效益的方案，因为它省去了额外的滤波元件。
采用较短的双绞线扬声器电缆时，D类放大器完全可以满足电磁兼容性标准。
但是，和F B-C滤波一样，如果扬声器电缆走线不合理，可能出现传导辐射超标。
还需注意，Maxim的D 类放大器也可以实现“无滤波”工作，只要在放大器的开关频率下扬声器是感性负载。
在输出电压进行转换时，转换频率下的大电感值可使过载电流保持相对恒定。
/disp_art/1010010/13444.html输出级数模转换机制所有D类系统的共同特点及其超群的功率效率的奥秘就在于输出级（通常是MOSFET）的电源器件总是要么全通要么全关。
这与线性放大器形成对比，线性放大器输出晶体管的导通状态随时间变化。
晶体管消耗的功率是其压降与流过电流之积（P=IV），通常占到线性放大器消耗的总功率的50%或更多。
在D类系统中不是这样。
D类音频功率放大器设计与实践
电子报/2009年/7月/12日/第014版器件与制作D类音频功率放大器设计与实践西安刘翔宇白瑞系统由前级放大器、三角波振荡器、脉宽调制器、H桥功率放大电路、滤波电路、测量电路组成(见图1)。
前级放大器对输入的音频信号进行1～10倍放大。
振荡器输出125kHz三角波供PWM调制用。
脉宽调制器就是一个比较器，反相端输入三角波信号，同相端输入音频信号，经电压比较后将音频信息搭载到方波的脉宽之上实现调制。
H桥功率放大电路将数字电压信号转换为功率信号。
滤波电路把方波信号中的音频成分滤出来。
整机效率78%(输出10W时测试)。
前级放大器P1是音频信号输入插座。
前级放大器对输入信号进行1～10倍放大处理，双电源+5V、-5V 供电，带宽20Hz～50kHz，最大输入无失真电压200mVp-p，Ri=9.78kΩ。
R105为音量调节旋钮。
见图2。
三角波发生器振荡器由迟滞比较器和反相积分电路构成。
利用对c200充放电性质，可产生线形度较好的三角波信号。
如图3所示。
该电路输出信号频率125kHz，幅度V op-p3.2V。
振荡器输出信号频率:fo=R202/(4xR203xR204xC200)振荡器输出信号幅度:V op-p=2xR203xVz/R202；Vz是IC20A输出方波信号的幅值。
电压比较器D类功率放大器使用普通的电压比较器实现PWM调制，主芯片LM311，+5V、-5V双电源供电。
输出信号下降沿时间0.4μs，上升沿时间0.1μs，V op-p=7.8V。
电路图如图4所示。
CD4069用于产生差分信号供H桥正常工作使用，该芯片最大可加15V电源。
C点、D点处产生V op-p=10V的差分信号。
H桥功率放大电路见图5。
当Vc=+4V，VD=-4V时,V400的Vgs=-1V截止，V401的Vgs=9V导通；V402的Vgs=-9V导通，V403的Vgs=1V截止；电流从+5V经V402、滤波器、RL、V401流向-5V。
D类功率音频放大器的设计
D 类放大器的基本结构D 类放大器的电路共分为三级：输入开关级、功率放大级及输出滤波级。
D 类放大器工作在开关状态下可以采用脉宽调制(PWM)模式。
利用PWM 能将音频输入信号转换为高频开关信号。
通过一个比较器将音频信号与高频三角波进行比较，当反相端电压高于同相端电压时，输出为低电平；当反相端电压低于同相端电压时，输出为高电平。
在D 类放大器中，比较器的输出与功率放大电路相连，功放电路采用金属氧化物场效应管(MOSFET)替代双极型晶体管(BJT)，这是因为：(1)功率MOSFET 是一种高输入阻抗、电压控制型器件，BJT 则是一种低阻抗、电流控制型器件。
(2)从二者的驱动电路来看，功率MOSFET 的驱动电路相对简单，BJT 可能需要多达20％的额定集电极电流以保证饱和度，而MOSFET 需要的驱动电流则小得多，而且通常可以直接由CMOS 或者集电极开路TTL 驱动电路驱动。
(3)MOSFET 的开关速度比较迅速，他是一种多数载流子器件，没有电荷存储效应，能够以较高速度工作。
(4)MOSFET 没有二次击穿失效机理，他在温度越高时往往耐力越强，发生热击穿的可能性越低。
他还可以在较宽的温度范围内提供较好的性能。
(5)MOSFET 具有并行工作能力，具有正的电阻温度系数。
温度较高的器件往往把电流导向其他MOSFET ，允许并行电路配置。
而且，MOSFET 的漏极和源极之间形成的寄生二极管可以充当箝位二极管，在电感性负载开关中特别有用。
场效应管有两种工作模式，即开关模式或线性模式。
所谓开关模式，就是器件充当一个简单的开关，在开与关两个状态之间切换。
线性工作模式是指器件工作在某个特性曲线中的线性部分，但也未必如此。
此处的"线性"是指MOSFET 保持连续性的工作状态，此时漏电流是所施加在栅极和源极之间电压的函数。
他的线性工作模式与开关工作模式之间的区别是，在开关电路中，MOSFET 的漏电流是由外部元件确定的，而在线性电路设计中却并非如此。
D类功放
测试报告课程名称：电子综合设计辅导项目内容：D类功率放大器学院：机电工程学院专业：电气工程及其自动化班级：C08电气1班姓名：王延萍学号：081310138指导老师：陈庭勋时间：2010年6月15日测试项目 D类功率放大器一、设计任务设计一个高效D类功率放大器，供电电压为单20V，输入信号幅度小于100mV，上限截止频率10kHz，输出负载阻抗8Ω～4Ω。
二、对设计任务的分析所谓D类功率放大器，就是将音频信号转成脉宽变化的形式，再由脉冲放大器放大输出，然后通过低通滤波电路还原成音频信号。
由于脉冲放大器工作在开关状态，电路本身的损耗只限于三极管（或场效应管）导通时饱和压降引起的损耗和元件开关损耗，适当选择元件，可以使得总损耗较小，因而电路工作效率较高。
这类方式的放大电路实际是工作在非线性状态。
为了实现线性信号的传送，采用了PWM技术，即音频信号幅度的大小体现在脉冲信号的宽度中。
脉冲宽度大代表音频信号幅度大；反之，脉冲宽度小则代表音频信号幅度低。
对正弦信号进行调制时，称为SPWM调制，调制后的脉冲宽度按正弦规律变化，如图2-1所示。
图2-1 SPWM波形图这类电路的损耗主要是开关器件的开关损耗。
每一个开关管在每一个周期中都要开、关动作一次，损耗量的大小受器件性能制约。
在器件性能确定后，为了进一步减少损耗，可以采用SSPWM型调制方式。
所谓SSPWM调制，是指对正弦信号进行单边调制，其理想的工作波形图如图2-2所示。
在正弦信号的一个周期内，只有一半的开关元件处于开关工作状态，理论上可以使原功率电路的开关损耗减小一半。
D类功率放大器的输出以全桥驱动为宜，这样在有限的工作电源电压下，可以获得最大的输出功率。
在输出电路中，还需要连接LC 低通滤波电路，以滤除高频脉冲信号，保留原来的音频信号输出，防止开关脉冲影响声音质量。
低通滤波电路的阶数越高，滤波效果越好，一般都采用二阶以上的滤电路。
目前，只有在开关频率特别高的小功率D类功率放大器中，省略了后续的滤波电路。
D类功率放大的高效率音频功率放大器设计
D类功率放大的高效率音频功率放大器设计1.1 整体计划计划①：数字计划。
输入信号经前置放大调理后，即由A/D采入举行处理，三角波产生及与音频信号的比较均由软件部分完成，然后由单片机输出两路彻低反向的波给入后级功率放大部分，举行放大。
此种计划硬件容易，但会引入较大数字噪声。
计划②：硬件电路计划。
三角波产生及比较、PWM产生仍由硬件电路实现，此计划噪声较小、且幅值能做到更大，效果较好，故采纳此计划。
1.2 三角波产生电路设计计划①：利用NE产生三角波。
该电路的特点是采纳恒流源对线性冲、放电产生三角波，波形线性度较好、频率控制容易，信号幅度可通过后加衰减电位器控制。
计划②：对方波积分产生三角波。
积分器与级联，通过对照较器产生的方波积分得到三角波，频率与幅值控制只需调节某些值，控制容易。
但考虑积分电路存在积分漂移。
此处采纳挑选计划①。
1.3 PWM波产生计划设计计划①：挺直比较。
取偏重与输入音频信号信置相同，幅度略大的三角波信号与音频信号挺直比较，产生PWM波，后再经反向器产生一路与之彻低反向的PWM波信号给后级放大电路。
计划②：双路比较。
用两路偏置不同的三角波信号与音频信号的上下半部分离比较。
此种计划可削减后缀H桥电路中管的开合次数，削减功率损耗，提高效率。
计划③：将音频信号挺直反向。
在对音频输入信号举行放大调理后挺直将其反向，再对处理后信号分离举行三角波比较，从而产生两路反向的PWM波。
因计划②的效率较高且对抑制共模噪声有一定作用，故选用计划②。
1. 4 短路庇护计划设计第1页共2页。
PWM型D类音频功率放大器的设计
引言D 类放大器是一种具有极高工作效率的开关功率放大器，被放大的信号并非为直接输入信号，而是经采样变换为脉宽变化的开关信号，使功率开关管均处于开关状态。
理想状态下，功率开关管导通没有电压降，关断时没有电流流过，效率可达100%.但实际中，由于受器件限制（如开关速度、漏电流、导通电阻不为零等）和设计上的不完善，其实际效率通常可达到90% 以上，同线性放大器相比，具有较大的优势，目前已经在一些高档产品中得到应用并投放市场。
本文设计的D 类音频功率放大器主要基于以下三个方面考虑：保证高保真度、提高效率和减小体积。
1 D 类音频功放的系统设计本文所设计的D 类音频功率放大器的系统结构如图1 所示。
该放大器结构是基于双边自然采样技术方案实现的，在任一时刻输出所包含的信息量都是单边采样方案的两倍，通过双边自然采样还可以把输出音频信号中大量的失真成分移除到人耳所能感应到的音频带宽范围之外，达到去除D 类音频功率放大器输出端低通滤波器的目的。
图1 D 类音频功率放大器结构系统采用单电源供电，脉冲信号“out1”和“out2”的高低电平分别为VDD 和GND，输入放大级由运算放大器OTA 的闭环结构实现，误差放大器则由运算放大器OTA 与电容Cs 构成。
系统工作时，音频输入信号Vin 首先经过输入放大级后输出两路差分信号，再与反馈信号求和送到误差放大器中产生误差信号VE1、VE2，对三角波载波信号VT 进行调制，输出两路脉冲信号“out1”和“out2”以驱动扬声器发声。
系统包含两个反馈环路，第一个由R1、Rf1 和OTA 组成，用来设置输入放大级和整个D 类音频功率放大器的增益，第二个由R2、Rf2 和后端音频信号处理电路组成，用来减小系统的THD 指数。
在图1 中，对电容Cs 充放电的电流I1、I2 由Vout1、Vout2、Vin、R1、Rf1、R2 和Rf2 共同决定，其中电阻和电容必须具有良好的线性度和匹配性，以获得良好的闭环性能。
D类音频功率放大器的设计方案与测试
D 类音频功率放大器的设计与测试本系统由咼效率功率放大器（D 类音频功率放大器）、信号变换 电路、外接测试仪表组成，系统框图如图 1所示。
b ・ OluFf; *! ] W Yn.r -?.-.-击去vn g n图1系统方框图1. D 类功放的设计D 类放大器的架构有对称与非对称两大类， 在此讨论的D 类功 放针对的是对功率、体积都非常敏感的便携式应用，因此采用全电桥 的对称型放大器，以充分利用其单一电源、系统小型化的特点。
D 类 功率放大器由PWM 电路、开关功放电路及输出滤波器组成，原理框 图如图2所示。
采用了由比较器和三角波发生器组成的固定频率的 PWM fe 路，用 输入的音频信号幅度对三角波进行调制，得到占空比随音频输入信号 幅度储号变挟电路变化的方波，并以相反的相位驱动上下桥臂的功率管，使功率管一个导通时另一个截止，再经输出滤波器将方波转变为音频信号，推动扬声器发声。
采用全桥的D类放大器可以实现平衡输出，易于改善放大器的输出滤波特性，并可减少干扰。
全桥电路负载上的电压峰峰值接近电源电压的2倍，可采用单电源供电。
实现时，通常采取2路输出脉冲相位相反的方法。
图2 D类音频功率放大器组成框图D类功率放大器的工作过程是：当输入模拟音频信号时，模拟音频信号经过PWM调制器变成与其幅度相对应脉宽的高频率PWM脉冲信号，控制开关单元的开/关，经脉冲推动器驱动脉冲功率放大器工作，然后经过功率低通滤波器带动扬声器工作。
2.比较器比较器电路米用低功耗、单电源工作的双路比较器芯片 LM311构 成。
此处为提高系统效率，减少后级 H 桥中CMOS 管不必要的开合, 用两路偏置不同的三角波分别与音频信号的上半部和下半部进行比 较，当正端上的电位高于负端的电位时，比较器输出为高电平，反之 则输出低电平。
这样产生两路相互对应的PWM 波信号给后级驱动电路 进行处理，双路比较电路如图3所示。
图3比较器电路此处值得注意的是将上半部比较处理为音频信号接比较器的负 向端、三角波信号接正向端；下半部比较则相反，这样形成相互对应， 在音频信号的半部形成相应 PWM 波时，另半部为低电平，可保征后 级H 桥中的CMOS 管没有不必要的开合，以减少系统功率损耗。
D类音频功放设计
D类音频功放设计D类音频功放是一种数字化放大技术，其设计基于PWM（脉宽调制）模块。
它以高效能的方式将模拟音频信号转化为数字形式，并通过快速切换音频信号的输出级来近似模拟音频信号。
这种设计异于传统的A类、B 类和AB类功放设计，在功率效率上有着显著的优势。
D类音频功放由输入级、PWM模块、滤波器以及输出级组成。
输入级主要负责将输入的音频信号转化为数字表示形式。
这可以通过使用采样器和模数转换器（ADC）来实现。
ADC将输入音频信号转换为离散的数位形式，通过采样和量化的过程实现。
然后，进一步的数字处理可以应用于信号，以改善音频质量。
PWM模块接收数字信号，并将其转换为脉冲宽度。
脉宽调制技术可以通过改变电平的脉冲宽度来近似模拟输入信号。
PWM模块根据输入信号的幅度，产生相应脉冲宽度调制的输出信号。
滤波器用于平滑输出信号，以去除PWM调制过程中产生的高频噪音。
通常采用低通滤波器用于过滤高频成分。
滤波器必须具有足够的带宽，以确保在不损失音频质量的情况下滤除尽可能多的高频噪音。
最后，输出级通过将PWM信号转换为模拟信号，从而得到放大后的音频信号。
它可以使用滤波器和放大器来实现这一转换。
滤波器用于去除PWM信号中的高频噪音，而放大器用于将信号放大到适当的水平。
在D类音频功放设计中，需要考虑以下几个关键因素：1.输出功率：根据设计需求，选择合适的输出功率。
这涉及到放大器的电源，散热系统等设计。
2.音质：在设计中要考虑到音频质量的损失问题。
在PWM调制过程中，可能会产生失真和噪音。
因此，需要仔细选择PWM调制方法和滤波器设计，以减少音频质量损失。
3.功率效率：D类功放以其高效能而闻名。
设计中需要考虑如何提高功率效率，降低功耗和热量产生。
4.保护电路：由于D类功放通常用于高功率应用，因此需要考虑到保护电路的设计。
这可以包括过热保护、过电压保护和过流保护等。
5.PCB设计：确保电路布局合理，减少干扰和噪音。
同时，需要考虑散热和电源线等布线问题。
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D 类音频功率放大器的设计与测试
本系统由咼效率功率放大器（D 类音频功率放大器）、信号变换 电路、外接测试仪表组成，系统框图如图 1所示。
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图1系统方框图
1. D 类功放的设计
D 类放大器的架构有对称与非对称两大类， 在此讨论的D 类功 放针对的是对功率、体积都非常敏感的便携式应用，因此采用全电桥 的对称型放大器，以充分利用其单一电源、系统小型化的特点。
D 类 功率放大器由PWM 电路、开关功放电路及输出滤波器组成，原理框 图如图2所示。
采用了由比较器和三角波发生器组成的固定频率的 PWM fe 路，用 输入的音频信号幅度对三角波进行调制，得到占空比随音频输入信号 幅度储号变
挟电路
变化的方波，并以相反的相位驱动上下桥臂的功率管，使功率管一个导通时另一个截止，再经输出滤波器将方波转变为音频信号，推动扬声器发声。
采用全桥的D类放大器可以实现平衡输出，易于改善放大器的输出滤波特性，并可减少干扰。
全桥电路负载上的电压峰峰值接近电源电压的2倍，可采用单电源供电。
实现时，通常采取2路输出脉冲相位相反的方法。
图2 D类音频功率放大器组成框图
D类功率放大器的工作过程是：当输入模拟音频信号时，模拟
音频信号经过PWM调制器变成与其幅度相对应脉宽的高频率PWM脉冲信号，控制开关单元的开/关，经脉冲推动器驱动脉冲功率放大器工作，然后经过功率低通滤波器带动扬声器工作。
2.比较器
比较器电路米用低功耗、单电源工作的双路比较器芯片 LM311构 成。
此处为提高系统效率，减少后级 H 桥中CMOS 管不必要的开合, 用两路偏置不同的三角波分别与音频信号的上半部和下半部进行比 较，当正端上的电位高于负端的电位时，比较器输出为高电平，反之 则输出低电平。
这样产生两路相互对应的PWM 波信号给后级驱动电路 进行处理，双路比较电路如图3所示。
图3比较器电路
此处值得注意的是将上半部比较处理为音频信号接比较器的负 向端、三角波信号接正向端；下半部比较则相反，这样形成相互对应， 在音频信号的半部形成相应 PWM 波时，另半部为低电平，可保征后 级H 桥中的CMOS 管没有不必要的开合，以减少系统功率损耗。
电路 以音频信号为调制波，频率为 70kHz 的三角波为载波，两路信号均
加上2. 5V 的直流偏置电压，通过比较器进行比较，得到幅值相同， 占空比随音频幅度变化的脉冲信号。
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LM311芯片的供电电压为5V单电源，为给V+ = V—提供2. 5V 的静态电位，取R10= R11, R8= R9, 4个电阻均取10k Q。
由于三角波Vp—p= 2V,所以要求音频信号的Vp— p不能大于2V,否则会使功放产生失真。
由于比较器芯片LM311的输出级是集电极开路结构，输出端须加上拉电阻，上拉电阻的阻值采用1k Q的电阻。
3.驱动电路以及互补对称输出和低通滤波电路
如图4所示。
将PWM言号整形变换成互补对称的输出驱动信号，用CD40106施密特触发器并联运用以获得较大的电流输出，送给由晶体三极管组成的互补对称式射极跟随器驱动的输出管，保证了快速驱动。
驱动电路晶体三极管选用9012和9014对管。
H桥互补对称输出电路对VMOSFET勺要求是导通电阻小，开关速度快，开启电压小。
因输出功率稍大于1W属小功率输出，可选
用功率相对较小、输入电容较小、容易快速驱动的对管，IRF9630和IRFZ48N VMOS寸管的参数能够满足上述要求，故采用之。
实际电路如图4所示。
本设计采用4阶Butterworth低通滤波器。
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wvg d i angon. com 图4 H桥互补对称输出及低通滤波电路
对滤波器的要求是上限频率》20 kHz, 在通频带内特性基本平坦。
互补PWM开关驱动信号交替开启Q6和Q8或Q12和Q10,分别经两个4阶巴特沃兹滤波器滤波后推动喇叭工作。
4.电路测试
4.1调试步骤
1）通频带的测量：在放大器电压放大倍数为10,实测3dB通带
的上、下边界频率值。
通频带测试时应去掉测试用的RC滤波器
2）最大不失真输出功率：放大倍数为10,输入1kHz正弦信号, 用毫伏表测量放大器输出电压有效值，计算最大输出功率Po- max
3）输入阻抗：在输入回路中串入10k Q电阻，放大器输入端电压下降应小于50%
4）效率测量：输入1kHz正弦波，放大倍数为10时，使输出功率达到500mW V测量功率放大器的电源电流I （不包括测试用变换电路和显示部分的电流）。
要求电源电压V的范围为5X（ 1 + 1% V。
效率为：500mW%V。
4.2数据分析
根据以上的调试步骤测量，测得数据如表1、表2、表3、图5、图6所示。
图5展示了当输入信号的幅值不变，仅改变其频率，动态放大误差效果图。
由图可知，对于频带以外的信号，系统的放大倍数与输出幅值有明显降低。
对于当信号频率的升高导致EMI （电磁干扰）增强，可以利用低通滤波器降低干扰。
測试点
电孵
接地媒反向疑
测试值 4.9KV0V 2.484 V 2.494 V2,494V
理论们5V QV 2.5V2JV 2.5V
表2脉宽调制（动态）
测试点输入频率输山波形输由城率输山鮎度
测试值100HZ不规则的矩形方波6536KHZ 5.O4V
表3效率测试
瀬试点U J li Pi Uu|u Pu n
测试值SV0.5A 2.5W 3.79V039A
i LSfiKW 沖
W. d Ri f
59.1 %
.g 011.
COI
图5误差放大（动态）
输入幅度E谕（V> Y-锁出悒度L，「" r~ tt 匚''v
图6最大不失真功率测试数据
功率放大器采用5V 电源，前置放大器的放大倍数调到最大， 适当的调节输入信号的幅值，改变其频率，测量其最大不失真输出功 率及效率见图6。
对于频带以外的信号，功率放大器的最大不失真功 率有明显的降低。
若要提高效率，可以降低载波频率，但输出电压的 谐波成分及失真增加；若要使输出电压非线性失真减少，则需提高 PWM 调制信号的频率。
尽管高频干扰是D 类功率放大器现今存在的主 要问题，但其高效节能的优点，以越来越多的受到了人们的重视。
从上面的数据可知，功放的效率和最大不失真输出功率与理论 值还有一些差距，其原因有以下几方面：
1）在功放电路存在静态损耗。
电路在静态下是具有一定的功耗， 测试其5V 电源的静态总电流约为28mA 静态功耗为：P 损耗=5X 28
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=140mW，则这部分的损耗对总的效率影响很大，且对小功率输出时影响更大。
2）功放输出电路的损耗，这部分的损耗对效率和最大不失真输出功率均有影响。
H桥的互补激励脉冲达不到理想同步，也会产生功率损耗。
3）滤波器的功率损耗，这部分损耗主要是由电感的直流电阻引起的，功率测量电路的误差。
此外，还有测量仪器本身带来的测量误差。